【最牛笔记】开关电源设计全过程！

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反激变换器设计笔记
1、概述
开关电源的设计是⼀份⾮常耗时费⼒的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计⽬标为⽌。

本⽂step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以⼀个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯⽚采⽤NCP1015。

基本的反激变换器原理图如图 1 所⽰，在需要对输⼊输出进⾏电⽓隔离的低功率（1W～60W）开关电源应⽤场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常⽤的⼀种拓扑结构（Topology）。

简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

2、设计步骤
接下来，参考图 2 所⽰的设计步骤，⼀步⼀步设计反激变换器
1.Step1：初始化系统参数
------输⼊电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电⽹频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，⾼压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输⼊功率：
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的⽐值：
单路输出时，KL（n）=1.
2. Step2：确定输⼊电容Cbulk
Cbulk 的取值与输⼊功率有关，通常，对于宽输⼊电压（85～265VAC），取2～3µF/W；对窄范围输⼊电压（176～265VAC），取1µF/W 即可，电容充电占空⽐Dch ⼀般取0.2 即可。

⼀般在整流后的最⼩电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：
3. Step3：确定最⼤占空⽐Dmax
反激变换器有两种运⾏模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。

两种模式各有优缺点，相对⽽⾔，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流⼆极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的⼆极管反向恢复的问题。

此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器⽐CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺⼨更⼩。

但是，相⽐较CCM 模式⽽⾔，DCM 模式使得初级电流的RMS 增⼤，这将会增⼤MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应⼒。

因此，CCM 模式常被推荐使⽤在低压⼤电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使⽤在⾼压⼩电流输出的场合。

图 4 反激变换器
对CCM 模式反激变换器⽽⾔，输⼊到输出的电压增益仅仅由占空⽐决定。

⽽DCM 模式反激变换器，输⼊到输出的电压增益是由占空⽐和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。

但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输⼊电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。

于是，⽆论反激变换器⼯作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进⾏设计。

如图 4（b）所⽰，MOS 管关断时，输⼊电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。

最⼤占空⽐Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、
次级整流⼆极管承受的最⼤电压VD 以及MOS 管承受的最⼤电压Vdsmax，可由下式得到：
通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax 取值越⼩，Vor 越⼩，进⽽MOS 管的应⼒越⼩，然⽽，次级整流管的电压应⼒却增⼤。

因此，我们应当在保证MOS 管的⾜够裕量的条件下，尽可能增⼤Dmax，来降低次级整流管的电压应⼒。

Dmax 的取值，应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空⽐超过0.5 时，会发⽣次谐波震荡。

综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的
MOS管，设计中，Dmax 不超过0.45 为宜。

4. Step4：确定变压器初级电感Lm
对于CCM 模式反激，当输⼊电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输⼊电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。

由下式决定：
其中，fsw 为反激变换器的⼯作频率，KRF 为电流纹波系数，其定义如下图所⽰：
对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。

对于CCM 模式变换器，KRF<1，此时，krf 的取值会影响到初级电流的均⽅根值（rms），krf="" 越⼩，rms="" 越⼩，mos="" 管的损耗就会越⼩，然⽽过⼩的krf="" 会增⼤变压器的体积，设计时需要反复衡量。

⼀般⽽⾔，设计ccm="" 模式的反激变换器，宽压输⼊时（90～265vac），krf="" 取0.25～0.5；窄压输⼊时（176～265vac），krf="" 取0.4～0.8="">
⼀旦Lm 确定，流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均⽅根值Idsrms 亦随之确定：
其中：
设计中，需保证Idspeak 不超过选⽤MOS 管最⼤电流值80%，Idsrms ⽤来计算MOS 管的导通损耗Pcond，Rdson 为MOS 管的导通电阻。

5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数
开关电源设计中，铁氧体磁芯是应⽤最⼴泛的⼀种磁芯，可被加⼯成多种形状，以满⾜不同的应⽤需求，如多路输出、物理⾼度、优化成本等。

实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有⾮常严格的限制，可选择的余地很⼤。

其中⼀种选型⽅式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型⼿册进⾏选型。

如果没有合适的参照，可参考下表：
选定磁芯后，通过其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：
其中，DCM 模式时，△B 取0.2～0.26T；CCM 时，△B 取0.12～0.18T。

6. Step6：确定各路输出的匝数
先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。

主反馈回路绕组匝数为：
则其余输出绕组的匝数为：
辅助线圈绕组的匝数Na 为：
7. Step7：确定每个绕组的线径
根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。

初级电感绕组电流RMS：
次级绕组电流RMS 由下式决定：
ρ为电流密度，单位：A/mm2，通常，当绕组线圈的⽐较长时（>1m）,线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm2。

当流过线圈的电流⽐较⼤时，可以采⽤多组细线并绕的⽅式，以减⼩集肤效应的影响。

其中，Ac 是所有绕组导线截⾯积的总和，KF 为填充系数，⼀般取0.2～0.3.
检查磁芯的窗⼝⾯积（如图 7（a）所⽰），⼤于公式 21 计算出的结果即可。

8. Step8：为每路输出选择合适的整流管
每个绕组的输出整流管承受的最⼤反向电压值VD（n）和均⽅根值IDrms（n）如下：
选⽤的⼆极管反向耐压值和额定正向导通电流需满⾜：
9. Step9：为每路输出选择合适的滤波器
第n 路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为：
选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满⾜：
输出电压纹波由下式决定：
有时候，单个电容的⾼ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联⼏个电容，或加⼀级LC 滤波器的⽅法来改善变换器的纹波噪声。

注意：LC 滤波器的转折频率要⼤于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实际应⽤中可能会带容性负载，L 不宜过⼤，建议不超过
4.7µH。

10. Step10：钳位吸收电路设计
如图 8 所⽰，反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会⼤打折扣。

因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

反激变换器设计中，常⽤图 9（a）所⽰的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。

RClamp 由下式决定，其中Vclamp ⼀般⽐反射电压Vor ⾼出50～100V，LLK 为变压器初级漏感，以实测为准：
图 9 RCD 钳位吸收
CClamp 由下式决定，其中Vripple ⼀般取Vclamp 的5%～10%是⽐较合理的：
输出功率⽐较⼩（20W 以下）时，钳位⼆极管可采⽤慢恢复⼆极管，如1N4007；反之，则需要使⽤快恢复⼆极管。

11. Step11：补偿电路设计
开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当⼤的⼯作量。

⽬前流⾏于市⾯上的反激控制器，绝⼤多数采⽤峰值电流控制控制模式。

峰值电流模式反激的功率级⼩信号可以简化为⼀阶系统，所以它的补偿电路容易设计。

通常，使⽤Dean Venable提出的Type II 补偿电路就⾜够了。

在设计补偿电路之前，⾸先需要考察补偿对象（功率级）的⼩信号特性。

如图8 所⽰，从IC 内部⽐较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为：
附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。

NCP1015⼯作在DCM 模式，从控制到输出的传函为：
其中：
Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放⼤器输出信号到电流⽐较器输⼊的衰减系数（对NCP1015 ⽽⾔，k=0.25），m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0），Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。

于是我们就可以使⽤Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode 图：
在考察功率级传函Bode 图的基础上，我们就可以进⾏环路补偿了。

前⽂提到，对于峰值电流模式的反激变换器，使⽤Dean Venable Type II 补偿电路即可，典型的接线⽅式如下图所⽰：
通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加⼀个⼩型的LC 滤波器，如图 10 所⽰，L1、C1B 构成的⼆阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B 的引⼊，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿⽹络的传函特性。

然⽽，建模分析后可知：如果L1、C1B 的转折频率⼤于带宽fcross 的5 倍以上，那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中，建议L1 不超过4.7µH。

于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿⽹络的传递函数G(s)为：
其中：
CTR 为光耦的电流传输⽐，Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop 为光耦的寄⽣电容，与Rpullup 的⼤⼩有关。

图13（来源于Sharp PC817 的数据⼿册）是光耦的频率响应特性，可以看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来⼀个约2kHz左右的极点，所以Rpullup 的⼤⼩会直接影响到变换器的带宽。

k Factor（k 因⼦法）是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的，提供了⼀种确定补偿⽹络参数的⽅法。

如图 14 所⽰，将Type II 补偿⽹络的极点wp 放到fcross 的k 倍处，将零点wz 放到fcross的1/k 处。

图 12 的补偿⽹络有三个参数需要计算：
RLed，Cz，Cpole，下⾯将⽤k Factor 计算这些参数：
-------确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout，由下式决定环路带宽：
-------考察功率级的传函特性，确定补偿⽹络的中频带增益（Mid-band Gain）：
-------确定Dean Venable 因⼦k：选择补偿后的相位裕量PM（⼀般取55°～80°），由公式 32 得到fcross 处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS，则补偿⽹络需要提升的相位Boost 为：
则k 由下式决定：
-------补偿⽹络极点（wp）放置于fcross 的k 倍处，可由下式计算出Cpole:
-------补偿⽹络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式计算出Cz：
3、仿真验证
计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的⼈⼯分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较⼤误差，还可以与实物调试相互补充，最⼤限度的降低设计成本，缩短开发周期。

本例采⽤经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015 控制原理类似），搭建反激变换器。

其中，变压器和环路补偿参数均采⽤上⽂的范例给出的计算参数。

仿真测试条件：低压输⼊（90VAC，双路满载）
1.原理图
图 17 仿真原理图
2. 瞬态信号时域分析
从图 18 可以看出，最低Cbulk 上的最低电压为97.3V，与理论值98V ⼤致相符。

3. 交流信号频域分析
4. 动态负载波形测试
测试条件：低压输⼊，满载，主路输出电流0.1A---1A---0.1A，间隔2.5ms，测试输出电压波形。

4、PCB 设计指导
1. PCB layout—⼤电流环路包围的⾯积应极可能⼩，⾛线要宽。

2. PCB layout—⾼频（di/dt、dv/dt）⾛线
a．整流⼆级，钳位吸收⼆极管，MOS 管与变压器引脚，这些⾼频处，引线应尽可能短，layout 时避免⾛直⾓；b． MOS 管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC 的⾛线距离越短越好；
c．检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。

3. PCB layout—接地
初级接地规则：
a. 所有⼩信号GND 与控制IC 的GND 相连后，连接到Power GND（即⼤信号GND）；
b. 反馈信号应独⽴⾛到IC，反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。

次级接地规则：
a. 输出⼩信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；
b. 输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的地相连。

5、PCB layout—实例
6、总结
本⽂详细介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB 设计时应当注意的事项，并采⽤软件仿真的⽅式验证了设计的合理性。

同时，在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式⼯作条件下的功率级传递函数。

附录：峰值电流模式功率级⼩信号
对CCM 模式反激，其控制到输出的传函为：
峰值电流模式的电流内环，本质上是⼀种数据采集系统，功率级传函由两部分Hp(s)和Hh(s)串联组成，其中
Hh(s)为电流环电流采样形成的⼆阶采样环节（由Ray Ridley 提出）：
其中：
上式中，PO 为输出总功率，k 为误差放⼤器输出信号到电流⽐较器输⼊的衰减系数，Vout1 为反馈主路输出电压，Rs 为初级侧检流电阻，D 为变换器的占空⽐，n 为初级线圈NP与主路反馈线圈Ns1 的匝⽐，m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Esr 为输出电容的等效串联电阻，Cout 是输出电容之和。

注意：CCM 模式反激变换器，从控制到输出的传函，由公式 40 可知，有⼀个右半平⾯零点，它在提升幅值的同时，带来了90°的相位衰减，这个零点不是我们想要的，设计时应保证带宽频率不超过右半平⾯零点频率的1/3；由公式 41 可知，如果不加斜坡补偿（ma=0），当占空⽐超过50%时，电流环震荡，表现为驱动⼤⼩波，即次谐波震荡。

因此，设计CCM 模式反激变换器时，需加斜坡补偿。

对DCM 模式反激，控制到输出的传函为：
其中：
Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放⼤器输出信号到电流⽐较器输⼊的衰减系数，m为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。