一种高精度APF控制系统设计新方法

一种高精度APF控制系统设计新方法
邱旭;李树广
【摘要】A digital control system of Active Power Filter with high sampling and controlling precision is proposed. Two chips of TMS320F2812 are used in the system. One is for sampling, computing and PWM modulation. The other is for power quality monitoring and human machine interface. They are designed to have low coupling with each other thus require low communication speed. The data acquisition subsystem uses one piece of AD7656, offering 6 channels of synchronous AD converter. The power quality monitoring subsystem uses a power measuring chip ADE7878, providing active and reactive power information of fundamental and harmonic wave. Experiments show that this system has improved precision and response time.%设计了一种全数字控制的有源电力滤波器,大幅度提高了采样和控制精度.控制系统使用了两片DSP芯片TM S320 F2812,一片用于采样、运算和PWM调制,另一片用于电能质量监控和人机交互,耦合程度低,降低了对通信速率的要求.数据采集子系统使用了一片高精度的16位AD转化器AD7656,提供了6路双极性的高速同步采样通道,用作电流和电压信号采样,保证了采样的准确性和实时性.电能质量监控子系统使用了一片专用的电能测量芯片ADE7878,提供基波和谐波的有功功率、无功功率等信息.实验表明,方案具有良好的控制精度和响应速度.
【期刊名称】《电气自动化》
【年(卷),期】2012(034)003
【总页数】3页(P62-63,93)
【关键词】有源电力滤波器;同步采样;谐波检测;PWM调制;电能质量
【作者】邱旭;李树广
【作者单位】上海交通大学自动化系,系统控制与信息处理教育部重点实验室,上海200240;上海交通大学自动化系,系统控制与信息处理教育部重点实验室,上海200240
【正文语种】中文
【中图分类】TM714.3;TP273.5
0 引言
本文的设计方案使用了两个DSP芯片，DSP之间没有传输用于控制的关键数据，分工明确，因此对DSP之间通信的速率和可靠性要求不苛刻，采用普通串行通信接口即可。

有源滤波器的控制算法比较复杂，要保证良好控制效果，必须要有高精度的AD转换器同步采样电压电流等信号，DSP片内的12位AD转换器只能做到两路信号的同步采样，并且输入范围不灵活，信号调理电路复杂且引起失真，因此使用了外部16位AD转换芯片。

另外，谐波引起电能计量误差，非线性用户污染了电网而计费电能比实际偏低［2］，基波和谐波电能分别计量的需求日益强烈，因此使用了专用的电能计量芯片来监控基波和谐波的各项功率参数，为电网经济运行提供决策支持。

1 系统硬件设计
本系统结构框图如图1所示。

实际系统为三相三线制，图中简化为单线表示。

采用了有源和无源滤波器串联接入系统的方式，无源滤波器承受了很大部分的基波电
压，有效降低了有源滤波器的容量，使有源滤波器的设计难度和成本降低［3，4］。

有源滤波器部分主要由控制器和变流器组成。

变流器使用了三菱公司的
PM150RLA120三相IGBT智能功率模块，内建驱动电路，集成了短路、驱动电源欠压、过热等保护功能。

接口电路采用高速光耦隔离控制电路和IPM模块，IPM
的故障信号输出经过光耦后接入F2812的外部中断引脚，在发生短路等故障时可
以快速关闭PWM信号，避免IPM模块被烧毁。

电网同步信号使用过零检测电路
实现，在电压过零点产生一个跳变沿，启动每一个基波周期的AD转换，保证采样和PWM输出与电网同步，不受电网频率波动的影响。

图1 APF系统结构框图
1.1 采样子系统
采样系统的性能对整个系统的性能有着关键影响。

DSP芯片F2812片内集成了两个8通道的AD转换模块，每个模块包含一个采样和保持器，不能同步采样三相
电流信号。

片内AD要求输入电压范围为0～3 V，实际应用中，电流传感器变比
很大，以保证负载电流只要低于过流保护设定值都能变换到3 V以内，而正常工
作电流往往不到最大值的一半，造成很大一部分幅值不能充分利用。

双极性信号还需要经过运算放大器电路调理，从而引起畸变，使片内AD达不到理论上的精度。

图2 AD7656与DSP接口
AD7656在单芯片内提供了6个16位快速低功耗逐次逼近型AD转换器，具有一个高速并行接口和串行接口，可以方便地和DSP进行连接。

内置2.5V基准电压，可处理正负10 V范围的双极性输入，经电压互感器和电流传感器变换后的双极性电压和电流信号只需要简单处理即可输入该芯片，消除了信号调理电路引起的波形畸变。

AD7656通过16位并行数据总线与DSP相连，如图2所示，转换通道控
制端CONVSTA、CONVSTB、CONVSTC选择连接在一起，用GPIO控制，可以实现6路同步采样。

BUSY信号接到DSP的外部中断引脚，AD转换完成后产生
中断，在中断服务程序中读取AD转换结果。

F2812的XINTF模块有三个片选信
号CS01、CS26和CS7，对应5个外部地址空间，CS26已用于外部RAM的片
选信号，因此CS01用作AD7656的片选，由于没有使用地址线，读写0x2000～0x4000的地址都将使CS01有效从而读取到AD7656的AD转换结果。

通过连续读取6次可以依次读出6路AD通道的转换结果。

1.2 电能质量监控子系统
电能质量监控子系统需实时监视电网的电压和电流谐波含量、基波和谐波功率、功率因数等参数。

现行的电能计量方式没有将基波和谐波分别计量，对于非线性用户，谐波潮流和基波潮流方向相反，非线性用户吸收电网基波能量，并将部分基波能量转化为谐波能量注入电网，电能表计量的电能等于基波电能减去谐波电能。

线性用户则作为受害者吸收了对自己无用甚至有害的谐波能量，电能计量表指示的电能等于基波能量加上谐波能量［5］。

非线性用户不仅作为谐波源污染了电网，还少计量了自身消耗的电能，造成电能损耗。

因此基波和谐波电能分别计量有助于督促非线性用户按谁污染谁治理的原则治理本单位的谐波。

ADE7878是一款高精度的三相电能测量IC，内置24位AD转换器和固定功能的
数字信号处理器，可执行总有功、无功和视在功率测量，基波有功和无功功率测量，以及有效值计算。

还提供电能质量测量，例如:短时低压或高压检测、短时高电流
变化、线路电压周期测量以及电压与电流之间的角度等。

数据输出提供了SPI、
I2C、HSDC等三种串行接口，本系统中使用了SPI接口与DSP传输数据，如图3所示。

图3 ADE7878与DSP接口
2 系统软件设计
由于系统涉及的功能比较多，因此为每一个功能模块编写相对独立的代码会大大方便程序的调试和优化。

对于主DSP，主要包括周期性启动AD转换并读取结果、
计算各次谐波电流、计算指令电流、生成PWM波形等几个部分。

对于从DSP，
主要有周期性读取并处理ADE7878的数据、键盘输入、液晶显示以及通讯等几部分。

2.1 谐波电流计算
谐波计算主要有基于瞬时无功理论的方法和基于傅里叶变换的方法。

离散傅里叶变换能够非常方便的在DSP中软件实现，从离散的时间序列信号中提取出特征次数
谐波的幅值和相位信息。

本系统中，采样频率设为6.4KHz，即对每一个工频周期采样128个点，通过对这128点的序列做快速傅里叶变换，得到基波和各次谐波
的幅值和相位，最高可以计算出63次谐波的含量，但一般次数越高含量越低，没有必要完全计算出来，一个工频周期采样128个点在频率分辨率和运算量方面比
较合适。

输入序列x(n)(0≤n≤N－1)的离散傅里叶变换DFT为:
其中称为旋转因子。

DFT运算的结果是复数序列，X(0)对应直流分量，X(1)对应基波分量。

对于特定次数n的谐波可以通过下面两式计算其幅值和相位:
其中Re表示复数的实部，lm表示实数的虚部。

快速傅里叶变化FFT是DFT的快速算法，有多种FFT算法的实现方式，它们都将复杂度为 O(n2)的 DFT算法提高到O(n log n)复杂度。

DFT可以计算指定次数的谐波，实际应用中往往要求补偿特定的几个低次谐波，因此使用DFT是很方便的。

当需要更完整的谐波信息时，最好使用FFT算法。

DFT或者FFT算法的缺点是必
须采样一个完整的工频周期才能计算谐波，实时性较低，可以采用滑动窗口的
DFT来提高实时性，在谐波变化剧烈的场合采用这种方法较好。

谐波抑制就是要在滤波支路中产生一个和谐波大小相同方向相反的电流抵消负载电
流的谐波成分。

从能量流动的角度看，就是谐波能量在负载和滤波支路中进行交换，从电源端看来，电流和电压波形的畸变都得到了改善［6］。

2.2 SPWM波形生成
PWM(PulseWidth Modulation)控制的理论基础是面积等效原理:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果相同。

将正弦半波分成N等分，
可以将正弦半波看成N个彼此相连的窄脉冲序列组成，这些脉冲序列等宽而不等高，可以用等高而不等宽的脉冲序列来等效。

这种宽度按正弦规律变化和正弦波等效的PWM波形就是SPWM波形。

F2812芯片包含两个事件管理器EVA和EVB。

每个事件管理器包含通用定时器、PWM单元等。

PWM单元用于产生脉宽调制信号控制逆变器输出所需要的波形。

逆变器输出的波形经过RLC组成的滤波电路后成为我们需要的正弦波形，再通过
互感器进入并联滤波支路。

SPWM波形产生采用了规则采样法，如图4所示。

自然采样法运算量较大，不适合数字系统实时计算开通和关断时间点［7］。

规则采样法的脉冲关于三角波最低点对称，在tD时刻，根据三角形相似可得到下面关系式:
因此可得:
这样可以实时的在线计算PWM脉冲宽度，并将脉冲宽度转换为定时器的比较寄
存器数值，以产生需要的脉宽来控制IGBT的开通和关断。

图4 自然采样法和规则采样法
3 实验结果
为验证采样子系统的性能，用信号发生器产生标准正弦信号输入接入AD通道，利用Code Composer Studio开发环境的绘图功能，可以看到采样一个完整周期的
数据。

如图5所示是未经数字滤波的原始数据，输入是用信号发生器产生的正弦
信号，可见采样得到的信号与原始信号基本一致，平滑度较好。

需要说明的是，由于运算放大器和电阻等元器件的参数存在一定误差，AD通道的信号变化电路的参数需要实验标定，以得到最精确的结果。

图5 AD采样波形
为了验证谐波整套系统的谐波抑制效果，使用整流电路作为非线性负载，图6和
图7显示了加入有源滤波器前后的电流波形和频谱，可见，该系统具有良好的补
偿效果，高次谐波基本被滤除。

4 结束语
本文提出的设计方案，从实际工况和用户需求入手，重点考虑了从硬件和软件两方面提高系统的控制精度和响应速度，达到了预期的效果。

并且设计上留有一定裕量，可以实施其他的检测和控制算法，具有一定的通用性和可扩展性。

今后还可以在挂网实验过程中进一步优化检测和控制算法。

参考文献:
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