Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用

Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用
Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用
V1.0
认证测试工程师培训教材
林惠帆译
目录Table of Contents
术语 (4)
摘要 (8)
第一章介绍 (8)
1、前言 (8)
2、科研目的 (8)
3、文章架构 (9)
第二章射频功率放大器 (10)
1、功放管类型的选择 (10)
a) A类 (10)
b) B类 (11)
c) AB类 (12)
d) C类 (12)
e) 其他高效率类型 (12)
2、放大器的特性 (12)
a) 线性度 (12)
b) 线性的测量 (13)
c) 1dB压缩点 (13)
d) 互调失真 (13)
e) 三阶截止点 (14)
f) 效率 (14)
g) 噪声 (15)
3、LDMOS功放管 (15)
4、结论 (16)
第三章Doherty功率放大器 (17)
1、介绍 (17)
2、Doherty功放的历史 (18)
3、采纳真空管的典型DPA (18)
4、现代的Doherty功放 (19)
5、负载牵引技术 (20)
6、四分之一波长传输线 (21)
7、特性阻抗的运算 (22)
8、工作原理 (24)
a) 第一时期 (25)
b) 第二时期 (26)
c)第三时期 (27)
9、Doherty结构的性能 (27)
10、优缺点 (28)
11、结论 (28)
第四章设计与实现 (30)
1、前言 (30)
2、WCDMA指标 (30)
3、设计结构 (30)
4、类型的选择 (31)
5、设计过程 (31)
a) 设计功放管的通路 (31)
b) 直流分析 (32)
c) 优化负载阻抗的方法 (33)
d) 输入和输出匹配 (34)
e) 偏压 (34)
f) 设计输出合路器 (35)
6、设计的实现 (36)
7、结论 (37)
第五章仿真和优化 (38)
1、前言 (38)
2、Doherty功放Ⅰ (38)
a) 单音信号的仿真结果 (38)
b)双音信号的仿真结果 (41)
3、Doherty Ⅱ（B类＋C类） (43)
4、Doherty结构的比较 (45)
5、负载调制的重要性 (46)
6、DPA中主管偏压的阻碍 (47)
7、DPA副管偏压的阻碍 (48)
8、结论 (50)
第六章总结和结论 (51)
1、总结 (51)
2、结论 (51)
3、以后的趋势 (51)
术语
3G Third Generation Cellular Systems
ACI Adjacent Channel Interference
ACPR Adjacent Channel Power Ratio
BPSK Binary Phase Shift Keying
CDMA Code Division Multiple Access
DPA Doherty Power Amplifier
EER Envelope Elimination and Restoration
QAM Quadrature Amplitude Modulation
EVM Error Vector Magnitude
GMSK Gaussian Minimum Shift Keying
GSM Global System for Mobile Communications
IIP3 Third Order Intercept Point
LDMOS Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor LINC Linear Amplification Using Non-linear Co OIP3 Output Intercept Point
PAE Power Added Efficiency
QPSK Quadrature Phase Shift Keying
WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
Cds---漏-源电容
Cdu---漏-衬底电容
Cgd---栅-源电容
Cgs---漏-源电容
Ciss---栅短路共源输入电容
Coss---栅短路共源输出电容
Crss---栅短路共源反向传输电容
D---占空比（占空系数，外电路参数）
di/dt---电流上升率（外电路参数）
dv/dt---电压上升率（外电路参数）
ID---漏极电流（直流）
IDM---漏极脉冲电流
ID(on)---通态漏极电流
IDQ---静态漏极电流（射频功率管）
IDS---漏源电流
IDSM---最大漏源电流
IDSS---栅-源短路时，漏极电流
IDS(sat)---沟道饱和电流（漏源饱和电流）IG---栅极电流（直流）
IGF---正向栅电流
IGR---反向栅电流
IGDO---源极开路时，截止栅电流
IGSO---漏极开路时，截止栅电流
IGM---栅极脉冲电流
IGP---栅极峰值电流
IF---二极管正向电流
IGSS---漏极短路时截止栅电流
IDSS1---对管第一管漏源饱和电流
IDSS2---对管第二管漏源饱和电流
Iu---衬底电流
Ipr---电流脉冲峰值（外电路参数）
gfs---正向跨导
Gp---功率增益
Gps---共源极中和高频功率增益
GpG---共栅极中和高频功率增益
GPD---共漏极中和高频功率增益
ggd---栅漏电导
gds---漏源电导
K---失调电压温度系数
Ku---传输系数
L---负载电感（外电路参数）
LD---漏极电感
Ls---源极电感
rDS---漏源电阻
rDS(on)---漏源通态电阻
rDS(of)---漏源断态电阻
rGD---栅漏电阻
rGS---栅源电阻
Rg---栅极外接电阻（外电路参数）RL---负载电阻（外电路参数）
R(th)jc---结壳热阻
R(th)ja---结环热阻
PD---漏极耗散功率
PDM---漏极最大承诺耗散功率
PIN--输入功率
POUT---输出功率
PPK---脉冲功率峰值（外电路参数）to(on)---开通延迟时刻
td(off)---关断延迟时刻
ti---上升时刻
ton---开通时刻
toff---关断时刻
tf---下降时刻
trr---反向复原时刻
Tj---结温
Tjm---最大承诺结温
Ta---环境温度
Tc---管壳温度
Tstg---贮成温度
VDS---漏源电压（直流）
VGS---栅源电压（直流）
VGSF--正向栅源电压（直流）
VGSR---反向栅源电压（直流）
VDD---漏极（直流）电源电压（外电路参数）VGG---栅极（直流）电源电压（外电路参数）Vss---源极（直流）电源电压（外电路参数）VGS(th)---开启电压或阀电压
V（BR）DSS---漏源击穿电压
V（BR）GSS---漏源短路时栅源击穿电压
VDS(on)---漏源通态电压
VDS(sat)---漏源饱和电压
VGD---栅漏电压（直流）
Vsu---源衬底电压（直流）
VDu---漏衬底电压（直流）
VGu---栅衬底电压（直流）
Zo---驱动源内阻
η---漏极效率（射频功率管）
Vn---噪声电压
aID---漏极电流温度系数
ards---漏源电阻温度系数
摘要
在无线通讯系统中放大器属于典型的高功耗子系统。

在当今频谱资源有限的时代，日新月异的技术要求以最小的频谱量来完成最大量的数据通信，而这需要先进的调制技术来覆盖更广的范畴和更高的动态线性。

尽管已实现了线性功放，但往往其成本比较高，在现代无线通讯应用中，例如WCDMA使用的带高峰均比的非衡定量包络调制技术。

线性已成为一个关键指标，在这方面的应用上放大器得工作在饱和状态的功率回退区域。

因此，为了克服供电电源寿命的限制，设计一种能够在宽频输入电平内保持高效率的功放已成为首选的解决方案。

本文探讨了一种改善线性功放宽带输出中的漏级效率技术如A类或AB类。

Doherty技术采纳了2个并联的放大管，这种组合方法提高了主功放在最大输出功率回退6dB后的额外效率。

功放管类型的选择（A 类、AB类、B类或C类等）及设计技术在本文做了介绍。

在第4章中提出了2.14GHz Doherty功放的设计。

这项技术在压缩点回退6dB后将额外效率提升了15%，这类功放可应用于WCDMA的发射站中。

第一章介绍
1、前言
在当今如IS-95，CDMA-2000大多数应用中，功放的高效率和线性度已成为最重要的指标，但这两项指标在功放设计中互相冲突，在当今日新月异的设计技术中如何在宽频范畴内保持高效率成为设计功放中最具挑战性的任务。

在当今频谱资源有限的时代，要求以最小的频谱使用量来完成最大量的数据通信，这需要先进的调制技术来覆盖更广的范畴和更高的动态线性。

虽已实现了线性功放，但往往其成本比较高。

在现代无线通讯标准中为了达到高数据传输率和频谱效率，通常会应用到非恒定量包络调制技术如QPSK。

为了满足在发射动态范畴中的线性度，运用于此系统的功放须工作于饱和回退区域，这会降低功放的效率同时减短了供电电源的寿命。

目前解决此问题的方法要紧运用复杂的先进线性技术来设计非线性高效率功放。

2、科研目的
在这项科研中，采纳Doherty技术高效率功放未满足3G WCDMA在线性方面的严格要求。

此项科研目的如下：
1、详细分析采纳一致状态器件与采纳真空管进行典型设计的不同Doherty功放；
2、采纳Motorola HV_FET晶体管来设计两级Doherty功放的详细方法；
3、设计和仿真如何实现两类不同的采纳HV4处理技术LDMOS管，运用于WCDMA和频率为2.14GHz带宽
为5MHz的Doherty功放；
4、分析Doherty功放中主管和副管对效率和线性的阻碍；
5、有关提高Doherty功放线性的技术文献的分析
3、文章架构
此报告有两项重要目的：第一，向读者介绍两级Doherty功放的原理，第二，与典型的功率设计做比较并探讨其性能。

报告内容的安排如下：
第二章讨论了在功放设计中常用的方法论和设计中会涉及到的常见设计参数的简单说明。

同时提到了LDMOS管的一些重要特性。

第三章要紧描述了Doherty技术的原理和采纳真空管设计Doherty功放的历史，并带有有关一个理想Doherty功放工作的讨论。

第四章详细描述了如何使用LDMOS FETs来设计两级Doherty功放。

第五章讨论了采纳两种不同的Doherty设计实现的仿真结果。

对比分析了采纳典型设计方法的性能。

最后得出此项科研的结论。

第二章射频功率放大器
1、功放管类型的选择
使用于收发电路中的LDMOS功放管，其角度变化为非线性变化，而该特性取决于管子的类型。

在输入信号不变的情形下，输出电流的会随LDMOS的门限偏压做谐振变化。

在一些应用当中，关于部分特定的输入信号而言这也许是需要的，而这特定的输入信号对管子的类型起了决定作用。

在这章中将讨论Doherty 功放中常用到的四种类型，图2.1为不同类型放大管的传输性能和特性。

图2.1 不同类型放大管的工作特性
a) A类
A类放大管的偏压在输入处于关断和饱和之间的区域变化，集电极的电流在输出信号的整个环路(360°)变化。

图2.2 A类功放的传输特性
如图2.1所示靠近晶体管中频点的偏移区被称为工作区。

A类放大管与其他类型的管子相比可提供最大线性度。

b) B类
B类放大管的集电极（漏级）电流只在射频信号的半波内变化，直流工作点的门限电流设为零并不外加射频信号，这可通过管子的截止电压偏置来完成，任何流经管子的电流直截了当进入负载。

更确切地说，B 类放大器的工作角度保持在180°或输出信号半周。

B类功放管经常应用于使用2个并联晶体管的推挽放大电路中，每个晶体管放大一半射频信号。

图2.3 B类放大管的传输特性（Grig00）
由此看来，与同等的A类放大管相比B类的效率几乎是它的2倍。

尽管它的结构大大改进了效率，然而它只能应用于对线性要求不是专门高的放大器。

通常，电流的波形显现比较严峻的失真同时需要一个高Ｑ电路来复原正弦波。

c) AB类
AB类功放的工作点设在靠近截止区域，集电级在射频信号的180°~360°之间导通。

AB类功放的线性度接近于A类，效率接近于B类。

这在权衡线性度和效率要求之后可对选择AB类功放的工作点。

AB类放大器也常被使用在推挽放大电路中用来克服B类的交叉失真。

图2.4 AB类放大器的传输特性
d) C类
C类放大器的漏级导通于少于半周的输入信号。

C类直流工作点设在低于截止区域，使部分输入信号克服源门限交叉点的反向偏量。

与前面所提到的类型相比，尽管C类线性最差然而其效率为最高。

e) 其他高效率类型
其余具备高效率特性类型的还有C，D，E和F。

这些类型适合于应用恒量包络调制技术和线性要求不是专门苛刻的应用中。

在提高功放效率方面，Doherty技术涉及到的类型有A类和AB类。

2、放大器的特性
a) 线性度
射频放大器本身属非线性，在收发链路中为失真产物的要紧来源，它的非线性产物会阻碍到频谱的利
用，它的非线性来源于在高输入电平、管子工作于饱和状态时，放大器会显现压缩现象。

b) 线性的测量
放大器的非线性可归结于增益压缩和谐波失真导致信号放大时产生交调产物，它取决于各种特定的调制和应用技术，用于衡量线性度的指标有：
１dB压缩点
三阶互调失真
三阶截止点（IIP3）
邻道功率比（ACPR）
矢量幅度误差（EVM）
c) 1dB压缩点
功率的非线性表现在信号输入接近饱和点、输出达到饱和状态时，放大器的增益会下降或被压缩。

输出１dB压缩点（Pout,1dB）可明白得为从它线性的区域开始，增益被压缩1dB时的输出电平，图1.5为典型放大器输入和输出的关系图，1dB压缩点的Pin,1dB与相应的输出功率之间的关系如下：
其中G1,dB为压缩点的增益。

图2.5 1dB压缩点输出功率和输入功率的关系曲线图
d) 互调失真
互调失真是引起主信号失真、互调变差的现象，由于它们专门靠近于主信号，三阶互调产物对信号具有较大的阻碍，我们所不需要的频谱重量如谐波可被滤掉，但三阶互调由于太靠近主信号而无法被滤掉，图2.6为一个双音信号的互调失真现象。

图2.6 一个双音信号的频谱
从上图我们能够得出，三阶互调的幅度能够由以下公式得出
其中Pout,IMD代表三阶互调产物的输出功率。

e) 三阶截止点
另一个用于衡量线性的重要指标为截止点。

它定义为特定失确实线性延长线与输入输出功率比的线性延长线的交点，图2.7为三阶互调与输入输出功率比的关系
图2.7 三阶截止点
f) 效率
功放效率定义为将直流功率转化为射频功率的能力，在普遍使用中有三种定义，漏级效率为射频输出功率与输入的直流功率比
功率额外效率与输入信号功率有关，能够表达为：
PAE一样用于分析功放高增益时的性能，最后得到整体效率为：
此表达式关于各种性能的运算都有用。

g) 噪声
噪声在功率设计不是一项专门重要的性能指标，系统的噪声系数能够表达为：
从以上公式能够看出噪声系数取决于前几级，功放一样为发射链路的最后一级，因此对整个系统的噪声阻碍比较小。

3、LDMOS功放管
LDMOS属于N沟道增强型MOSFETs，管子交叉段专为高频高压的情形下做低寄生容性之用，沟道的长度决定了管子的工作频段，沟道越短线性越好，LDMOS管在高功率通讯中应用于代替双级型晶体管，它在更宽的频段范畴能够达到更高的增益、更低的三阶互调失真和更高的工作效率。

具备这些特性的LDMOS管减少了射频功放的增益层级并带来了更高的效率，图2.8为LDMOS管与双级型晶体管的性能比较图。

图2.8 LDMOS管(实线)和BJT(虚线)的性能比较曲线图(AB类功放的增益和线性曲线图) 优越的线性度使LDMOS晶体管能够完全满足3G标准对线性度的严格要求，与往常的0.8um技术相比，LDMOS管专门大程度上减少功耗，使3G基站达到50%的高功率密度，使WCDMA的效率提高了6%-8%和增益提高了2dB。

4、结论
移动通讯系统中收发器的性能要紧取决于功放的性能，高增益、高线性、良好的稳固性以及高效率为上等功放的特性。

前面提到了这项科研究的目的是在不考虑线性要求的情形下，采纳Doherty结构设计WCDMA频段(2.11GHz-2.17GHz)的高效率功放，以下章节将会详细分析Doherty技术及其仿真设计和仿真结果。

第三章Doherty功率放大器
1、介绍
功放的最高效率点显现在功率压缩点邻近，其中最普遍的标准如GSM，它采纳了包络调制技术如GMSK，这种调制技术保证了发射信号的包络为衡定量和通讯系统中的放大器工作于接近饱和但未显现失确实状态。

另外，现代的标准如EDGE通过使用如BPSK，QPSK和QAM等调制技术做到更有效的数据传输，这些技术所产生的非衡定量包络信号要求放大器工作在从压缩状态回退3~6dB的线性区域，这有可能引起相邻频道的干扰（ACI）从而专门难达到高效率。

调幅信号放大器要紧有两个缺点:第一，在功放工作于满功率时调制信号会显现失真现象；第二，只能在单载波的情形达到最高效率，并往往接近于器件的最大额定功率。

解决以上两个问题的方法确实是如何在线性高效率工作区域提高效率。

曾有人提出了几种提高效率的方案，Doherty放大器被认为是最佳选择，因为其他方案如Kahn,动态包络跟踪或采纳线性度较高的元器件，不仅提高了成本而且带宽也窄。

包络排除和复原技术是综合使用高效率包络放大器和非线性功放来达到高效率和高线性度的放大器。

这类放大器由去包络限幅器和高效率非线性功放如C类或D类组成，作为恒定幅度相位调制载波的放大级。

恒定量包络使非线性放大器可工作于压缩点邻近但未显现失真现象，从而达到提高效率的目的。

最后，高线性功放的幅度调制将复原相位调制信号的包络。

包络跟踪是一种类似于ERR技术的方案，当功放进入线性模式，它会通过动态变化的电压来储备功率，射频功率带有幅度和相位信息，线性度的好坏完全取决于后级放大器。

尽管包络跟踪的性能要比线性功放好，然而依旧比不上Kahn和EER技术。

图2.1汇总了普遍应用于提高效率的几种技术的效率比较图。

尽管ERR和LINC技术可做好更好的性能，然而从曲线能够看出它们所对应的结构更加复杂，且需一段繁琐而难以实现的调试过程。

靠着Doherty技术实现的简单性，它是以后最有可能成为高效率功放的实现方案。

这章具体描述了如何运用现代晶体管的Doherty来完成功放设计，并与运用真空管的典型功放设计做比较，运用Doherty技术的负载牵引原理通过分三个时期来说明Doherty技术。

为了更好的明白得，本文所引用的数据均源于理想情形下的Doherty技术。

图3.1 几种效率改善技术的功放性能对比分析图
2、Doherty功放的历史
Doherty功放的设计理念最早由贝尔实验室的William H.Doherty提出的，它最原始的设计是采纳真空管，那时候的晶体管不像现代所使用的，带有额外的栅级以操纵其传输电导。

第一个Doherty电路是在1936年无线工程学院的年度大会上提出的，第一个应用于电路的晶体管是在1938年安装于WHAS in Louisville, Kentucky的一个50kW的设备上。

图3.2为早在1940年杂志上采纳真空管的Doherty功放示意图。

图3.2 采纳真空管的Doherty功放电路图
3、采纳真空管的典型DPA
当负载电压达到最大时，真空管也达到最高效率，然而采纳真空管的功放只能在调制峰值的瞬时电压电平达到最大，保持功放33%的平均效率。

关于典型的功放而言，在大多数时刻段电压幅度都比较小，为了
解决此问题，有必要开发一个能够提供高电压幅度的方案。

问题的解决方案是通过增加输出功率同时保持一个高恒量交变电压从而获得高效率。

因此，第一要求交变电压达到高电平后，随着输入功率的加大高电压电平须一直保持不变，而Doherty电路成为此问题的解决方案。

在Doherty所采纳的电路中，其中一个真空管在电压电平下放大载波功率从而保证高效率，另外一个管子在调制峰值时提供额外的电压。

确切地说，如图3.2，假如管子1提供最大电压给负载，那么与管子1并联的管子2将会在调制峰值时提供额外的电压。

图3.3 采纳真空管的高效率DPA结构图
图3.3为带阻抗变换网络的Doherty电路，它的作用会在下文做详细说明。

4、现代的Doherty功放
最简单的Doherty电路由主管和副管两个管子构成，管子的输出通过一段四分之一波长的阻抗变换传输线进行并联。

当主管饱和时副管传输电流，从而减少了主管输出端的阻抗。

因此利用负载牵引原理主管在饱和时会传输更大的电流。

由于主管已靠近最大输入功率回退6dB的饱和区域，功放这范畴内会保持高效率。

以下章节将详细说明电阻牵引原理、四分之一传输线的作用以及Doherty功放的工作原理。

图3.4 Doherty功放的结构图
5、负载牵引技术
负载牵引技术是在供电时通过相位相干源来改变射频负载的阻抗或电抗，当射频负载为无源器件时可不遵循此原理，以下将分析说明Cripps所提出的观点。

依照电路差不多理论，当电源2不供电而电源1供电时，图中的电阻阻值为R
图3.5负载牵引示意图
假如电源2开始与电源1一起供电后，电阻的电压为：
由于第二个电源给负载提供了额外电流，从电源1看去的电阻阻值将变为
同样道理，从电源2看去的电阻阻值能够写为
在带有幅度、相位单位的电流和电压以及带电抗、阻抗单位的器件的电路以上理论依旧成立，因此方程3.3能够写为
假如I2与I1同相Z1能够变得专门大，假如I2与I1反相Z1能够变得专门小。

假如将以上电路的电源替换为射频功放管的输出传输电导，负载牵引技术理论能够应用到晶体管上。

因此当两个晶体管并联时，其中一个管子能够通过适当的偏压来改变从另外一个管子所观看到的阻抗。

这种理论能够延伸到由两个不同管子所组合的Doherty结构在不同环境、不同偏压的应用当中。

6、四分之一波长传输线
如图3.4所示，Doherty功放在主管和负载R之间需要进行阻抗变换以进行合理的负载调制，大部分设计方案都使用到四分之一波长传输线。

图 3.6 2路DPA 示意图
图3.6中的四分之一波长传输线的阻抗可表示为：
展开矩阵，
从图3.6中可得出Vp为最后的输出电压，并受主管电流的阻碍，因此从整体来看线性度只跟主管的特性有关，副管在电压下降的时刻保持主管电压电平不变。

表达式可转换为：
由I1与Ip的关系得
因此得出副管放大器的峰值电压运算公式为：
前面所说明的DPA工作原理可关心明白得四分之一波长传输线的作用，它能够在主管电压达到饱和时使主管阻抗减少，从而加大电流来保证效率不变。

7、特性阻抗的运算
正如前面所讨论的，Doherty技术理论正是为了提高放大器在更宽频范畴内的效率，而一样情形下只能在电压电平的峰值其效率才能达到最大，解决那个问题的方案可通过主管的预饱和、四分之一波长传输线和副管来降低主管的阻抗，从而坚持主管的最大电压电平，该理论将会在下面章节做详细的说明。

在分析Doherty功放的工作原理之前，有必要先分析四分之一波长传输线的特性阻抗Ztl，与图3.7中的功放模块负载Zload。

图3.9为理想情形下主管和副管的特性电流和电压，从图中能够看出主管输出电压Vm，在最大电压值Vmax回退6dB的范畴内为一定量。

假设“n”代表6dB回退范畴，其值为0和1，1代表最大输入功率，它满足图3.7中讨论的负载牵引理论，
图3.7中的四分之一传输线中的阻抗为：
由于
将（3.10）中的I0替换掉得：
图 3.7 DPA 电路替换掉(3.12)中的Z0得：
主管输出电压V1可表示为：
合并方程得：
从图3.9中的特性曲线图依照最大电流Imax/2能够得出在6dB回退范畴内电流与n值之间的关系为：
替换掉电流值可得：
简化以上方程：
正如前面所说的，在6dB回退范畴内效率的提高需要保持V1不变，因此需独立出因数n,从以上方程能够得出：
为了简化Doherty的结构，四分之一波长传输线的特性阻抗需为负载阻抗的两倍，这使主管在电流只有最大电流一半的时候依旧能达到最大电压。

8、工作原理
Doherty的工作原理通过三个时期来做分析，即低、中、高电平，图3.8所示为DPA的结构框架图，副管前面的四分之一波长变换器补偿在主管前的阻抗变换中所引起的相位转换。

图 3.8 DPA的结构架构
图 3.9 DPA的特性电流和电压
如图3.9所示为理想情形下在输入信号的整个范畴内主管和副管的特性电压和电流波形图，副管A2的转折点P上的工作原理前面已做了说明。

a) 第一时期
低电平输出信号（Pout<P）
在低电平输入时，副管处于关闭状态，主管接收所有的输入信号，同时主管也起到操纵源电流的作用，如图3.10所示，副管的无限大阻抗使主管的阻抗为Ropt的两倍，当电流达到峰值的一半时高输出阻抗会使主管进入预饱和状态，由于电压已达到峰值，尽管管子未达到最大功率然而系统已工作在最大效率。

图3.10 DPA工作的第一时期
b) 第二时期
中电平信号输出（Pout=P）
当主管达到饱和状态，适当的偏压将会改变副管的电流开始工作，这时副管将操纵电流源而主管操纵电压源。

依照负载牵引理论，副管电流的增加将使从四分之一波长传输线观看的阻抗Rout变大，如图3.8所示。

四分之一波长传输线的特性阻抗能够表示为：
因此Rout变大将使从主管看的Rin变小，从而使主管在输出电压未达到饱和前就已保持不变，并同时加大主管的输出电流，如图3.9所示。

输出电流的增加也提高了输出功率。

图3.11 DPA工作的第二时期
当电压电平接近于饱和时效率也接近到最大值，随着输入信号的加大，副管的输出阻抗将一直下降，。