HMV703LP4E中文版

8GHz 分形合成器
典型运用;
HMC703LP4E理想运用于：
●微波点对点无线电广播设备；
●为移动基站广播（全球移动通信系统, 过程控制系统,数据传输系统，码分多址，宽带
码分多址移动通信系统）；
●无线局域网，全球微波互联接入；
●通信测试设备；
●有限电视设备；
●汽车传感器；
●有源相控阵技术；
●调频连续波雷达系统
产品特点：
带宽：8GHz 射频输入阻抗
在工业中最好的相位噪声和杂散：—112dBc/Hz@8GHz 部分，50kHz
品质因数：
—230dBc/Hz 部分方式
—233dBc/Hz 整数方式
高鉴相器比率：100MHz<50fs均方根振动
频率和相位调制器
综合频率扫描
触发跳频
外部触发
24导线4x4SMT封装：16mm2
功能图解
产品说明
HMC703LP4E部分合成器基于高性能锁相环平台也包含了HMC704LP4E和希泰族的最新一代PLL+VCO产品。

在高性能收音里使拦截效应最小化的时候，这个平台有最好的相位噪声和工业虚假性能高阶调制方案。

此外，HMC703LP4E提供频率扫描，调制特征，外部触发，双缓冲，确切的变频调速，相位调制，HMC700LP4E PLL和更多的个人密码相兼容。

带24位缩减分数调制器的精确频率模式可以提供能够生成分数，零频率的频率误差和很低的假频道。

有一个重要特征为数字预变形系统。

这一系列的接口提供复述能力，也可以和大量的公约相匹配。

技术数据
除另有规定外，数据收集3.3v和5.0v(在充电泵）100MHz参考，50MHz晶振。

最大和最小温度环境范围指定在-40°C~85°C。

技术数据（续）
①频率是跨越进程，电压和-温度从400°C到850°C的保证。

②带电荷泵高电流+12dBm—100兆赫兹正弦参考。

③部分品质因数减少大约3分贝/音阶频率器的输入阻抗低于2GHz。

④50兆赫兹参考使用压控振荡器调谐到在一个回路带宽的整数倍数PD的频率。

大偏移能够生更好的结果。

看到“虚假表现”，以获取更多的信息。

⑤测定了HMC703LE评估板，板的设计和隔离会影响性能。

⑥内部1/2分离应该使用频频率>4兆赫兹。

⑦在低射频频率时，为了维护性能上升和下降时间应该小于1ns。

⑧回转率应该大于或等于0.5V/ns。

⑨电流损耗取决于操作方式和压控振荡器的频率，典型值是分形模式。

⑩参考输入断开。

11在典型的参考和射频频率和功率水平的条件下，最大值/最小值和温度提供相对应。

12推荐使用回转率>0.5V/ns，能更多见表7，图5，图6，以获得更多信息。

13超出这个范围，可以通过降低光谱性能来操作。

14该部分内需要明确相位噪声贡献的锁相环，用给定的压控振荡器解决相位噪声，循环过滤。

需要使用赫人锁相环设计工具进行一个闭环计算参考。

15当评价测量HMC703LP4E板时，以100欧姆外部终止。

①100兆赫兹正弦温泽尔参考。

②通过运算放大器负脚清扫直流偏置点来激活循环过滤。

③使用HMC508LP5E压控振荡器时，输出阻抗频率=8GHz+200khz，参考输入=100MHz，阴极保护电流=2.5mA,分形模式B，20KHz带宽环路滤波器。

射频信号在8GHz+200kHz,刺激在200KHz;分频的输入阻抗特性为4GHz+100kHz,刺激在100MHz;参考引线刺激在100兆赫兹抵销。

④精确的频率模式信道间隔100KHz,分数N，使用HMC508LP5E压控振荡器,1/2分频器时，Rfout=8013.6兆赫兹，参考输入=100MHz,电位差频率=100MHz。

20兆赫兹回路滤波器带宽，参考引线刺激在100兆赫兹抵销。

⑤调谐到8GHz+20khz,分频器在4GHz+10khz,环路带宽>>20khz,参考频率在50MHz,这个配置阳极极性抵销，否则阴极。

⑥低频最小的功率水平不能进行表征。

低频限制是只有一个功能的外部交流耦合信号的转换率。

⑦HiK整数模式以8兆赫兹，分频器在4兆赫兹，参考频率为50兆赫兹。

⑧激活分数B型（分频器@4GHz+2.5KHz）参考频率为50MHz.
⑨用外部电阻终止100欧姆测量，导致有效输入阻抗为50欧姆，看“参考输入阶段”，了解更多详情。

充分表现了FOM输入电压最大为3.3Vpp。

⑩用外部电阻终止100欧姆测量，AC综合于HMC703LP4E评估板，如图35.
11用外部电阻终止100欧姆测量，AC综合于HMC703LP4E评估板，如图37.
图25。

2 路自动扫描
表2。

Pin 说明
第10页
表3。

绝对最大额定值
下面的压力高于绝对最大额定值可能对器件造成永久性的损毁。

这只是一个压力等级；器件在实际操作时，在这些应力下或者其他任何超过注明条件,超过本来操作部门规范是不可取的。

暴露于绝对最大额定值条件，延长时间可能影响器件的可靠性。

轮廓绘图
注释：
①包裹体材料：低应力和硅注塑塑料硅浸渍。

②导体和地面桨材料：铜合金。

③导体和地面桨电镀：100%哑光锡。

④尺寸以英尺【毫米】。

⑤引线间距公差是非累积的。

⑥垫毛刺最长为0.5毫米，垫毛刺最高位0.05毫米。

⑦包装经纱不得超过0.05毫米。

⑧所有接地线必须焊接到PCB桨射频地面。

⑨对于被建议的PCB焊盘布局应参考赫人应用注解。

表4.包装信息
①批号XXXX代替
②波峰回流焊最高温度为260°C。

评价PCB
电路板上用于应用程序可以用射频电路的设计技巧。

当包装接地线和暴露的桨应该直接连接到类似地平面显示时，信号线应该有50欧姆的阻抗。

足够数量的过孔内孔层应该被用于连接顶部和底部地平面。

可以按赫人的要求来评价电路板显示。

表5。

评价订单信息
评价PCB框图
PCB原理评价：
查看PCB原理评价可以登录网站和选择HMC7043LP4E从“搜索部分数字”拆掉菜单，以便查看产品飞溅页面。

操作原理:
锁相环的基础
在其最微不足道的形式，一个合成器集成电路，例如HMC703LP4E形式控制回路要点来乘以一个低频参考源来达到一个更高频率。

相位检测器和充电泵企图把压控振荡器的调谐信号赶进充电泵输入阶段，并将该阶段排列成直线。

如果环路可以控制这个，这就意味着相位检测器输入端（参考和嗓音数字）也必须在同一频率。

既然DIV信号频率=fvco/N，这就意味着控制环路必须强制压控振荡器的输出频率锁到N x fpd。

在整数合成器中，N只能承担离散值（如，200,201，等）。

在分形合成器中，例如，HMC703LP4E和其它，N也能呈现分数水平，例如，N=20.4。

在理论上，小数分通常允许给定输出频率的相位检测器有更高的频率，并带有信号质量相关改进（相位噪声）。

不幸的是，分形合成器遭受缺陷不影响整数合成器。

这些问题可以影响相位噪声，但是更严重的是，它们表现为证明虚假辐射，这些马刺最严重的缺点是分形合成。

在工业发展中，赫人分形合成器族（包含HMC703LP4E）提供优于其它分形合成器的激烈性能。

HMC703LP4E合成器包括以下功能块：
1．参考路径输入缓冲区和“R”除法器。

2．VCO路径缓冲区，1/2射频和多模数“N”除法器。

3．△∑分数调制器。

4．相位侦测器。

5．充电泵。

6．主要串口。

7．锁定检测和定位控制器。

8．通电复位电路。

高性能低虚假操作
在整数合成器中，HMC703LP4E是为最好的相位噪声和低虚假内容而设计的。

在整数合成器中，假信号可以发生在任何运作方式中，可以来自若干个输入源模块。

品质因数，固有噪声电平，闪烁噪声模型
一个理想锁相振荡器的相位噪声取决于若干因素：
a.VCO的频率和相位检测器。

b.VCO灵敏度和VCO和压控振荡器相位噪声特性。

c.充电泵电流，环路滤波和环路带宽。

d.运行方式：整数，分形调制类型。

锁相环的输出相位噪声贡献可的以表征为这些方面，锁相环的噪声基底和闪变噪声领域，例如：
Φp2 锁相环在相位噪声方面的贡献（rads2/Hz）
Fo 压控振荡器的频率（Hz）
Fpd 相位检测器的频率（Hz）
Fm 载波偏移频率（Hz）
Fpo 相位噪声基底优质因子
Fp1 闪变噪声领域优质因子
如果VCO的自由联系相位噪声是知道的，也可以用优质因子1/f2 ,Fv2,1/f3,FV3来表示，领
域：
相位噪声公式
品质因数在本质上规范锁相环和压控振荡器（在压控振荡器需要时，能够允许迅速估算锁相环的性能水平，偏置和相位测试频率）噪声参数。

通常的，在合成器的闭合环路带宽内，锁相环集成电路噪声占主导地位。

在外部环路带宽抵销远离载体时，压控振荡器占主导地位。

因此，通过设置等同于频率（在该频率中，锁相环和自由联系相位噪声是平等的）的环路带宽来制造一个锁相环闭合回路性能快速评估。

品质因数在使用闭合回路设计工具（例如，赫人锁相环设计）估算噪声参量时也是有用的，品质因数可以为闭合回路相位噪声和锁相环环路滤波元件值作精确估算。

给出一种最佳的回路设计，最小锁相环和压控振荡器噪声贡献只给出近似闭合回路性能。

一个使用优质因子有效值来做锁相环性能快速评估的例子：操作分形模式B，伴随压控振荡器操作在8GHz，压控振荡器使用2分频端口，推动锁相环在4GHz的情况下，用一个100MHz参考，评估一个8GHz闭合环路所锁相环的相位噪声。

假如一个HMC509压控振荡器在压控振荡器1/f2领域，1MHz,偏移为-135dBc/Hz和相位噪声在1/f3领域1kHz,偏移为-60dBc/Hz情况下有自由联系相位噪声。

在分形模式A中我们可以表3和表4 中分别的得到锁相环优质因子基底和优质因子闪烁参量：
Fpo_dB = -227 dBc/Hz at 1Hz
Fp1_dB = -266 dBc/Hz at 1Hz
每个品质因数方程式导致一个直线记录频率图。

我们可以从例子中看到结果：
PLL floor at 8 GHz = Fpo_dB +20log10(fvco) -10log10(fpd) = -227+198 -80 = -109 dBc/Hz
PLL Flicker at 1 kHz = Fp1_dB+20log10(fvco)-10log10(fm) = -266 +198-30 = -98 dBc/Hz
VCO at 1 MHz = Fv1_dB+20log10(fvco)-20log10(fm)= -213 +198-120 = -135 dBc/Hz
VCO flicker at 1 kHz = Fv3_dB+20log10(fvco)-30log10(fm)= -168 +198-90 = -60 dBc/Hz
在锁相环闭合回路中，这四个测试值帮助呈现主要相位噪声贡献。

每个在记录频率相位噪声图上的下降线在图27中可见。

人们注意到，目前环路带宽中，靠近角部枕形失真的相位噪声被环路参量影响。

相位噪声应该使用更完美的设计工具（例如赫人为更好的评估相位噪声性能而设计的）。

在赫人锁相环设计每个元件的噪声模型可以从优质因子方程式得到，或者由赫人工程应用提供。

整数操作
在一个整数合成器中，压控振荡器的运作点是PD频率的整数倍数。

大体上，杂散信号（源于一个整数合成器），只能以PD频率的整数倍数出现。

这些无用的输出通常简单地称为参考边带。

无关参考频率的马刺，一定来源于外部源。

外部杂散源可以间接地通过电源供给，地，输出端口或者滤波器的劣质绝缘来调制压控振荡器。

这个也可以简单地加进合成器的输出。

HMC703LP4E已经被设计出来了，并且为超低杂散性能做了测试。

用一个设计良好的电路板可以使参考杂散水平低于-100dBc。

一个低噪声调节器和一个大功率电源抑制（例如，HMC860LP3E）被建议用来减少外部杂散来源。

低于-100dBm的参考杂散标准需要有良好绝缘的电源供应器(压控振荡器的绝缘来源于合成器数字开关和合成器的负载。

）典型板布局，调节器设计，演示版板和应用程序信息提供非常低的杂散操作。

在应用电路板中，伴有较低水平的绝缘操作（从赫人建议）可以导致更高水平的杂散。

当然，如果应用环境包含其它无关于PD频率的干扰频率和电路板设计的应用隔离规定不够，不需要的干扰频率将混合理想合成器的输出和造成额外的马刺。

这些马刺的水平取决于绝缘和供应规定或者抑制。

（电源电压抑制比）
分数操作
不像整数合成器，小数合成器中的杂散信号可以因为压控振荡器在无关PD频率的频点操作时而出现。

因此，压控振荡器的相互调制和PD谐波可以导致杂散测波带。

当压控振荡器在非常接近整数多个PD操作时，杂散辐射是最大的。

当压控振荡器操作在一个确切的PD谐波时，出现没有自闭混频产品。

在多倍PD频率，fpd和压控振荡器频率，fvco时，干扰总是存在的。

如果分数操作模型被使用，压控振荡器和最近的参考谐波之间的差异△将产生整数边界热刺。

根据整数合成器的操作模型，高阶，低功率马刺，也可以出现在多倍PD频率整数部分（次谐波）。

也就是，分数压控振荡器频率（接近nfpd+fpdD/m,这里n，d和m是都是整数并且d<=m）,（数学指的d/m是合理数）。

我们把fpdD/m作为一个整数部分。

分母m，是杂散产品最重要的。

m质量越高，在m△个点产生越小幅度的杂散。

并且通常当m>4时，马刺非常小或者可以忽略不计。

在分数模型中，最坏情况是，当d=1,压控振荡器频率偏移从nfpd到小于环路带宽。

这就是“带内分数边界”情况。

表征水平和这些产品的订单就像一个混频刺激图标。

产品的精确水平取决于各种合成器部分的绝缘。

赫人可以提供关于我们PLL和VCO应用板马刺预期水平的指导。

尤其是在嘈杂应用中，建议使用高功率并且提供的排斥率的调节器。

当在分数操作模型中，充电泵和线性相位检测器是头等重要的。

任何非线性降低相位噪声和杂散性能。

当相位误差非常小时，线性相位检测器会退化，并且在参考引线和VCO引线之间来回操作。

在分数操作模型中，为了缓解这些非线性关系，用有限的相位差来操作相位检测器以至于参考或者VCO总是伴随。

为了提供线性相位差，提供途径VDD（VCO总是跟随）或者地（参考总是跟随）的固定DC电流的额外电流源可以被开启。

这些电流源被称为充电泵偏移并且通过Reg90h来控制。

相位检测器的时间偏移应该是~2.5ns+4Tps（这里Tps是在射频时期，以纳秒计时，分数预定标器的输入）（即可选用固定1/2分频）。

具体的充电泵偏移电流水平是由它的时间偏移来决定的。

比较频率和充电泵电流可以由以下公式来计算：
注意此计算可以计算VCO的中心频率，并且在中心频率时，不需要太精确的误差（<25%）。

同样，进行不合理的大充电泵偏移操作时，可以导致锁探测到不正确显示失锁状态。

改过，减少偏移到建议水平。

在分数光谱性能中，另一个因素是增量综合调制器模型的选择。

模型B通常被建议，因为它允许更高的PD频率，并且使分数量化噪声更容易过滤。

对于低分频器频率（<0.5GHz)然而，模型A提供更好的带内频谱性能。

从Reg06h[0]中查找DSM模型选择。

最终，在某种程度上，所有的分数合成器产生分数马刺。

在工业中，赫人用一个完整的解决方案提供最低水平的分数杂散。

操作模型
HMC703LP4E 可以在八个不同模式的操作（Reg 06h[7:5])，并支持从3 个不同的"触发"来源。

"整数模式"
"分数模式"
"精确频率模式"
频率调制"FM 模式"
相位调制"PM 模式"
"频率扫描模式"（3 种类型）
除了整数模型，所有的模型都需要分数模型激活。

分数模型允许精确的频率步骤。

精确频率模型允许零频率误差的精确分数频率步骤。

FM和PM模型可以被用于简单的通讯联系（带有被环路滤波器带宽限制的数据速率）。

PM模型也允许精确增量的相位调整（在相控阵和其它系统中是非常重要的）。

在调频连续波雷达应用中，频率扫描支持内置单路，双路或者用户定义频率扫描。

根据模式，辅助寄存器Reg0Ah,Reg0Ch和Reg0Dh对于不同功能是有用的，见表6 。

表6。

操作模式
这些名册的未使用的特定模式下可以对任何值，则采取，将被忽略。

n
触发
依据操作模式，一个触发事件是用来改变频率的，FM调制频率，调制相位，或者在下一个状态提高频率斜率。

通常HMC703LP4E可以通过以下三种方式触发：1．外部硬件触发
2．单程序驱动存盘给触发二进制码
3．单个程序驱动存盘给分数寄存器（仅仅跳频触发）
根据模型，这部分对于上升沿或者触发器水平是敏感的。

单程序二进制码和外部二进制码竞争，而且典型的，对于触发器必须写作1，然后回归0，为下一个触发循环作准备。

为了使用外部触发二进制码，它必须通过EXTTRIG-EN激活。

分形模式或精确频率模式频率更新
在非调制分形模型中，外部触发是可行的，在作用之前，存盘给Nint和Nfrac是内部缓冲并且通过一个明确的二进制码或者单程序二进制码触发。

如果EXTTRIG-EN=0，存盘给Nint 是双缓冲，等待一个分数存盘至REg04h以至于Nint和Nfrac是内部认可一起的。

对于你的应用，可以参考部分“分数模型”来获得更多的计算倍增器的信息。

初始相位控制
在HMC703LP4E中，用户通过24-进制第二部Reg05h来控制VCO初始相位。

这个初始相位根据一个触发事件装在1s时钟周期，并且提供自动初始化激活。

在Reg05h中的值代表VCO的相位。

例如，如果两个合成器被平行的触发，但是一个有0.2SEED而另一个有0.7SEED，两个VCO的定态输出（不占任何不匹配）将是180°的相位差。

用户可以利用这个来做多个合成器的输出相位控制。

如果相位控制是没有必要的，通过SEED设置到一个繁忙的二进制数得到最好的杂散操作，例如，50F1CDh,或者B29D08h。

值得注意的是，在带有fstep确切步骤的精确频率模式中，如果autoseed是关闭的，在一个触发器之后，在一个新的分数阶频率被接受之前，将会有一个达到1/fset的延迟。

频率调谐
整数模式
在整数模式中，VCO的步长固定到PD频率，fpd.。

对于给定的PD操作频率，整数模式典型的比分数模式的相位噪声低。

通常规则优点是2~3dB。

然而，整数模式，通常需要一
个低PD频率来达到频道步长频率。

分数模式的优点是高PD频率可以被使用，因此低相位噪声可以被实现。

在整数模式中，“充电泵抵销”应该是被禁用的。

在整数模式中，△∑调制器是关闭的，N除法器可以被赋予在16~2^16-1范围内任何整数值。

在整数模式程序Reg 06h=[7:5]=1中，为了使用HMC703LP4E,频率整数部分的程序忽略分数部分。

在整数模式中没有双缓冲，如，后来，写数据然后引发频率改变。

一个存盘到Nint寄存器RF立即跳频。

在这个模式中，没有外部触发。

如果需要双缓冲，用分数模式（Reg 06h=[7:5]=0），Nfrac=0,SED=0.
分数模式
通过设置SD_MOOD（Reg 06h=[7:5]）=0将HMC703LP4E置于分数模式中。

一个锁着的VCO 频率被HMC703LP4E控制，fvco，由以下公式得到:
fps is the frequency at the prescalar input after any potential RF divide by 2
Fvco is the frequency at the HMC703LP4E’s RF port
k is 1 if the RF Divide by 2 is bypassed, 2 if on (Reg 08h[17])
Nint is the integer division ratio, Reg 03h, an integer between 20 and 216- 1
Nfrac is the fractional part, from 0.0 to 0.99999...,Nfrac=Reg 04h/224
R is the reference path division ratio, Reg 02h
Fxtal is the frequency of the reference oscillator input
Fpd is the PD operating frequency, fxtal/R
作为例子，假设我们想调谐VCO到7910MHz。

因为输入频率>4GHz，RF1/2除法器必须被使用。

因此，k=2：
在这个例子中，7910MHz的输出频率是通过编程16位二进制值79d=4Fh=0000 0000 0100 1111到intg_feg 在Reg03h中，编程24位二进制值1677722d=19999Ah=0001 1001 1001 1001 1001 1010到frac_reg在Reg 04h中。

如果需要的话，2.4Hz量化误差可以通过使用精确频率模式消除。

精确频率模式
在分数调制器中，一个分数PLL的绝对频率精度通常被二进制位数限制。

例如，一个24位二进制分数调制器频率分辨率是通过设置PD比较率除以2^24。

在50NHzPD比率的情况下，频率精确度大约2.98hz或者0.0596ppm。

在一些应用中，有确切频率步骤是很必要的，甚至3Hz大的误差也是不允许的。

在一些分数合成器中，缩短蓄电池（分母或者模量）的长度来调节步骤尺寸的精确阶段设计很必要的。

在多倍信道间隔中，缩短的蓄电池通常导致非常高的杂散水平，fstep=fPD/模数。

例如，带有10MHzPD比率的200kHz信道步骤仅仅需要50模数。

当使用全部24位二进制模数时，赫人方法获得精确的频率步骤尺寸，因而获得非常低杂散和高比较率的频率步骤（可以维护极好的相位噪声）。

如果N可以准确地用二进制表示，分数PLLs能够生成准确的频率（0频率差损）（例如，N=50.0,50.5,50.25,50.75等等）不幸的是，一些常用频率不可以被确切地表示。

例如，Nfrac=0.1=1/10
必须近似成圆≈0.100000024。

在Fpd=50MHzs时，这个转换成1.2Hz误差。

HMC703LP4E 精确频率模式解决这个问题，可以通过编程Nchannels至10（在这个例子中）来消除量化。

更普遍的，无论什么时候，预定目标器的频率fps，可以准确地表示成一个步骤计划（一个整数频率步骤穿过整数N边界），这个特征都可以使用。

假如RF除以2是禁用的以至于fps=fvco，当VCO频率，这个保存，fvco满足因素，在图表30中被表示。

在前面段落中，它认为一个新阿红频率可以零误差得到。

精确频率模型可以运用于很多精确频率需要时的情况，所有的精确频率适用于一个特定通道间距。

例如，为了获得精确50kHz
的通道步骤并且伴随61.44NHz的参考，计算fgcd和Nchannels:
对于一个给定的应用，为了提高光谱性能（使马刺低和更远离频带），最好是保持fgcd尽可能高。

使用赫人精确频率模型
为了使用精确频率模式，我们推荐使用下列程序：
1．计算收所需的fgcd成gcd或者gcd依据你的应用程序
2．计算每整数边界通道的数目，Nchannels=fPD/fgcd和Reg0Dh中程序
3．设置调制器到精确频率模式（SD_MOOD（Reg 06h=[7:5]）=2）
然后，对于每个频率的同行，fvco：
4．计算N的近似值是需要的：N=fVCO/fPD=Nint+Nfrac
5．将Nint编程给整数寄存器Reg03h 注意：没有必要重新编程，如果它没有从以前的工作点改变。

6．编程分数寄存器，Reg04h =上限（Nfrac*2^24）这里上限功能是指“查找到最近的整数”
例子：为了使HMC703LP4E在50KHz的通道间隔的情况下，进入确切频率模式，VCO频率=2000.200MHz，fPD=61.44MHz：
1．Fgcd=10khz(如上)
2．计算Nchannels=fPD/fgcd=6144。

编程到Reg0Dh
3．设置调制器模式到精确频率
4．计算N=2000.2MHz/61.44MHz=32.5553385=32+0.55533854
5．编程整数因子Nint=32=20h
6．编程分数因子Reg04h=CEILING=9,317,035=8E2AABh
在上面的例子中，没有精确的频率模式，因为量化，将有a-1.2Hz的误差。

FM模式
HMC704LP4E模式通过一个水平敏感触发器支持简单的FSK调制。

FM模式
可以用于简单的通信连接，伴有由环路滤波带宽设置的数据速率限制。

在FM模式中，HMC704LP4E的设定是通过写Reg06h[7；5]=3来操作的。

FM模式允许用户在建立在TRIG之上的F0=N1*fPD和F1=N2*fPD两个频率之间切换。

接下来的程序被建议设置HMC703LP4E到FM模式：
1．锁定在分数模式F0=fpdx(Reg03h.Reg04h)
2．编程F1
3．改变模式到FM
4．选择触发源Reg06h【9】=1，TRIG或者Reg06h[9]=0-从SPI比特Reg0Eh触发。

5．触发状态0/1=F0/F1下，在F0和F1之间切换。

这是有可能改变未来的频率状态和触发事件，对输出-ie没有作用。

当在F1时，写F0的值。

或者在F0时写F1的值。

PM模式
HMC703LP4PM模式通过一个水平敏感触发器支持简单的双向调制。

PM模式也可以通过一个边缘敏感触发器支持可编相位步骤。

PM模式可以用于简单的通讯连接，伴有由环路滤波带宽设置的数据速率限制。

在全部FM模式中，HMC704LP4E的设定是通过写Reg06h[7：5]=4来操作的.在通常的调制相位步骤中，△θ，在PM模式中由以下公式得到：
双相位调制
在Reg0Ah中，相位跃变是程序化的，作为2π的一小部分（这里2^24=2π）
例如，对于双相位调制器，一个180°的相位跃变，程序Reg0Ah=圆（180/360）*2^24=8388608d=800000h。

相位调制器通过一个“触发器”源来输入，这里触发器是水平依赖的（Reg06h[8]=0）,
高触发器提前相位和低触发器归还相位。

相位跃变控制
相位可能只在触发器的上升沿上涨。

在Reg0Ah中，相位跃变是程序化的，作为360°的一小部分（这里2^24=2π）。

例如，对于1°的相位跃变，程序Reg0Ah=圆（1/360）*2^24=46603d=B60Bh。

总之，下面的程序被建议装进HMC704LP4E的PM模式:
1．锁定在分数模式F=fpdx(Reg03h.Reg04h)。

2．编程到预定的相位跃变。

3．改变模式到PM
4．改变触发选择边或者水平
5．选择触发源Reg06h【9】=1，TRIG或者Reg06h[9]=0-从SPI比特Reg0Eh触发。

频率扫描模式
HMC703LP4E使内置扫描模式突出，支持外部或者自动触发扫描。

最大的扫描范围仅仅被VCO的力度和范围限制。

扫描模式包含：
a.自动2路扫描模式
INITIAL触发，斜坡，斜坡回来，斜坡，斜坡回来……
通过书写Reg06h[7:5]=7来选择。

b. 触发2路扫描模式
INITIAL触发，斜坡，等待触发，斜坡回来，等待触发，斜坡……
通过书写Reg06h[7:5]=6来选择。

c. 触发1路扫描模式
INITIAL触发，斜坡，等待触发，中断到最初频率，等待触发，斜坡…
应该包含测试设备，FMCW传感器，自动雷达和其它。

扫描功能的参数在图31中有说明。

HMC703LP4E通过及时执行小规模频率跃变来引起一个扫描。

一个平滑连续的扫描就引起了，在VCO的输出端，在跃变的信号被环路滤波器滤波之后，在图31有显示。

跃变扫描达到使HMC703LP4E在整个扫描持续的时间内锁住。

这个给HMC703LP4E很多优于传统方法的有点，包含：
. 产生线性扫描的能力。

. 在不同坡道之间有相位相干的能力，以至于每个扫描的相位概况是相同的。

. 产生有相同相位的扫描和相位噪声性能的能力
. 在单个信号跃变斜坡模式中，产生用户定义的性能
HMC703LP4E通过一系列独立的频率值来进行扫描功能循环:
a.通过自动定序器跃变
b.在单步模式中，通过个体触发进行单步跃变
每个扫描触发或者跃变，可以用于操作配置：
a.通过一个串口写入1到Reg0Eh[0]（这个可以回归0）
b.内部自动生成
c.通过TRIG引脚6触发。