新型次级谐振单级PFC LED驱动电源
PN8230 PN8339 单级PFC非隔离准谐振内置高压启动LED恒流驱动芯片
PN8230 单级PFC功能Buck控制芯片PN8230是单级带PFC功能BUCK控制芯片，主要用于LED照明领域。
工作于准谐振模式使得BUCK系统获得更高的效率，固定导通时间工作模式使系统有较高的功率因素。
PN8230提供了极为全面和性能优异的智能化保护功能，包含逐周期过流保护、过压保护、过温保护、短路保护等。
准谐振降压工作模式0.25A 上拉/0.5A下拉的输出电流驱动 输出LED电流精度±3%单级功率因素调整PF>09 LED照明单级功率因素调整PF>0.9BOM极精简的非隔离架构工作效率高86%@230VAC400uA超低工作电流超低作电流15uA超低启动电流超快LED启动（150ms@85VAC）内置线电压补偿内置全面保护功能□过温保护（OTP）□过流保护（OCP）□过压保护（OVP）□欠压锁定（UVLO）□LED短路和开路保护芯想科技基于PN8230 的19.2W LED 应用方案80V240mA该报告提供了一种基于PN8230 75V/240mA 带PFC 功能的单路输出开关电源。
系统工作在准谐振该报告提供了种基于带功能的单路输出开关电源系统作在准谐振模式来实现高效率和低EMI 的应用。
芯片集成度高，BOM 器件个数少，具有LED 灯开路、短路、过温保护等功能。
DER ‐8230‐13‐P018PN8339 单级PFC功能Buck交直流转换器PN8339是单级带PFC功能BUCK交直流转换芯片，主要用于LED照明领域。
工作于准谐振模式使得BUCK 系统获得高的效率固定导通时间作模式使系统有较高的功率因素PN8339提供极为全面和性能系统获得更高的效率，固定导通时间工作模式使系统有较高的功率因素。
PN8339提供了极为全面和性能优异的智能化保护功能，包含逐周期过流保护、过压保护、过温保护、短路保护等。
该芯片还内置智能高压启动模块，为需要极紧凑体积要求的高性价比LED开关电源系统提供了一个先进的实现平台。
单级PFC反激式LED驱动电源的设计
通过对 原型样机 的测试来 验证分析结 果 的正确性 。
国 能 源之 星规 定 商 用 固态 照 明功 率 因素 必 须 高 于 ０ ． ９ ， 住宅 用 的固态照 明功率 因素必 须高 于 ０ ． ７ 。为 了
１单级 Ｐ Ｆ Ｃ 反 激 式 变 换 器 原 理 分析
对 于传 统 的反 激式 变 换器 ， 由于 输入 端 整 流桥 后 滤波 电容 的存 在 ，导致 输入 电流变 为钟 形 脉 冲 ， 不 能跟 随输 入 电压 ， 导致 Ｐ Ｆ值 降低 。如果 取 消输 人 滤波 电容 ， 输 入直 流可 以表示 为 以下 形式
Ｐ ０Ｗ Ｅ Ｒ Ｓ ＵＰ Ｐ Ｌ Ｙ Ｔ Ｅ ＣＨＮＯＬ ＯＧ Ｉ ＥＳ ＡＮＤ ＡＰ Ｐ ＵＣ ＡＴ １ ０ＮＳ
Ｖｏ １ ． １ ６ Ｎｏ ． ５ Ｍａ ｙ ． ２ ０ １ ３
２ ０ １ ３ 年５ 月
间， 变压器初级电感 电流将随时间线性上升 ， 初级
峰值 电流 的表达 式如下
文章 编号 ： ０ ２ １ ９ － ２ ７ １ ３ （ ２ ０ １ ３ ） ０ ５ — ０ ０ ５ ９ — ０ ５
随着半 导体技 术 的飞速 发展 ， 近年来 ， Ｌ Ｅ Ｄ的发
的结 构基础 上省去 了输入 电解 电容 ， 在实 现高 Ｐ Ｆ值 的 同时满足 了低成 本 的要 求 。本 文从单级 Ｐ Ｆ Ｃ反激
可见 在 恒定 导通 时 间 的情 况 下 ， 初级 电感 峰值
电流的包络跟随输入电压。如果使变换器工作在临
界模 式 ，初 级 电感 的平 均 电流 包 络 也 跟 随输 入 电
此当输出电压和输出功率一定时 ， 单级 Ｐ Ｆ Ｃ反激式
变换 器 的功率 因数 随输 入线 电压 的升高而 降低 。
基于T5402带单级PFC的30W反激式LED驱动电源的设计
峰值 电流将 被整流正弦波包络 ， 而且与输入 电压有相 同 的相位 ， 因此可以得到很好 的功率 因数 。
图 ２ 设 计 电 路 图
２１输入保护 ．
保 险丝 Ｆ （ ０ ／Ａ 的作用是 防止开 通瞬间 冲击 电 Ｉ ５Ｖ１） ２
流过 大烧毁其他 元器件 ，起 到保 护的作用 。压 敏 电阻 Ｖ ＲＳＯ Ａ ＩＴ Ｒ为过压保 护元件 ， 用来 吸收开机瞬间产生 的
２４供 电电路 ．
引脚符号
Ｃ Ｓ
描述
电流检测
ＧＤ Ｎ
ＧＴ Ａ
内部电路返 回地
门驱动输 出
ＶＤ Ｄ
ＺＤ Ｃ
内部电路 的电源引脚
零 电流检测
输入的交流 电压经过滤波整流后转换成直流 电压 ， 经过 Ｒ 、 １ 对 电容 Ｃ ９Ｒ０ ４充 电 ，当达 到芯片 内部启动 阀 值 电压后 ， 片启动开始工作 。此后转 为由辅 助绕组 经 芯 过 Ｒ 限流 ， １ ５ Ｄ 整流 ，４滤波后给芯片供 电。 Ｃ ２５单级 Ｐ Ｃ的实现 ． Ｆ 如 图 ３所示 ， 交流 电压通过整流桥整流后 的半个 正 弦波 应用到反激 电路 。 Ｍ Ｓ 当 Ｏ 管导通 ， 变压器初级侧电 流从 ０ 线性上升 ，这个电流将要被 ｃ 脚通过 检测电阻 ｓ 所检测。 检测到的电流信号将要传送给初级端控制模块 去计 算平均值 。内部 的误差放大器（ 电流检测模块） 内 用 部基准电压 和平均值作 比较 ， 生成 和它们差异成 比例的
浪 涌 电压 。
２２Ｅ 滤波和整流 ． ＭＩ
电感 Ｌ 和共模 电感 的漏感及 ｘ电容 Ｃ １ 电容 １ ０、 Ｏ Ｃ ５构成差模 滤波器 ， 衰减 差模 干扰 ， 同时增强 了抗 浪 涌 的能力 。由共模 电感 Ｌ 和连接在变压器次级绕 组低 ２ 侧 与初 级地之间 的 ｙ电容 Ｃ １ Ｙ 组成共模滤波器 ，衰减 共 模干扰 。与次 级端 二极管 并 联 的 Ｃ ２ Ｒ ２组 成 ２ 、２ Ｓ ｕ ｂｒ ｎ ｂ ｅ 吸收 电路 ， 以抑制 由二极 管 ／ 反 向恢 复引起 可 ３ ２
BL8329—原边反馈单级反激式有源PFC LED 照明驱动
BL8329—原边反馈单级反激式有源PFC LED 照明驱动特点● 原边控制，无需光耦● 功率管谷底导通，降低开关损耗● 较低的原边电流检测参考电压（0.3V ），用较小的电流检测电阻，减小电导损耗 ● 低启动电流：15uA （典型值） ● LED 开路、短路保护● 高PF （PF>0.90） ● SOT23-6, SOP8封装 ● 符合RoHS 标准 应用● LED 照明 概述BL8329是一款单级反激式，原边反馈，带PFC 的LED 驱动芯片，用于AC-DC 的LED 照明应用，无需任何次级反馈电路，降低系统成本。
驱动器工作于准谐振模式，以提高转换效率。
BL8329采用恒定导通时间的设计，达到更高的功率因数（PF ）管脚分配SOT23-6COMP ZCS ISEN NC DRVVIN NC GNDSOP8管脚描述注：括号外数字为SOT23-6 的管脚号括号内数字为SOP8的管脚号典型应用图1 典型应用电路图最大极限值（注1）注1:超过最大极限值可能导致器件永久失效。
这只是额定耐压值，并不表示器件在该条件下或其它超过规范所规定的工作条件下能正常工作。
器件长时间处于最大极限值条件下会影响器件的可靠性。
注2: ΘJA是在25°C环境温度、自然通风条件下，在符合JEDEC 51-3温度测量标准的单层导热测试板上的测量值。
测试条件：器件安装在2″×2″FR-4基板、2盎司铜箔厚度的PCB板上，用推荐的最小顶层焊盘和到底层地的散热通孔。
电气参数VIN,ON功能框图图2. 内部框图应用BL8329是原边控制的AC-DC LED 驱动器，通过检测原边电流精确控制LED 驱动电流。
1. 启动系统上电后，母线电压通过启动电阻（R ST ）给VIN 脚的电容（C VIN ）充电。
当VIN 电压上升到启动阀值电压（V VIN-ON）后，内部电路开始工作，V VIN电压将会下降，直到变压器的辅助绕组开始供电，使VIN电压维持在V VIN ~ V VIN-OFF之间。
单级PFC介绍
单级PFC电路为减少办公自动化设备、计算机和家用电器等内部开关电源对电网的污染，国际电工委员会和一些国家与地区推出了IEC1000-3-2和EN61000-3-2等标准，对电流谐波作出了限量规定。
为满足输入电流谐波限制要求，最有效的技术手段就有源功率因数校正（有源PFC）。
目前被广为采用的有源PFC技术是两级方案，即有源PFC升压变换器+DC-DC变换器，如图1所示。
两级PFC变换器使用两个开关（通常为MOSFET）和两个控制器，即一个功率因数控制器和一个PWM控制器。
只有在采用PFC/PWM组合控制器IC时，才能使用一个控制器，但仍需用两个开关。
两级PFC在技术上十分成熟，早已获得广泛应用，但该方案存在电路拓扑复杂和成本较高等缺点。
单级PFC AC-DC变换器中的PFC级和DC-DC级共用一个开关管和采用PWM方式的一套控制电路，同时实现功率因数校正和对输出电压的调节。
2、单级PFC变换器基本电路拓扑2.1单级PFC变换器基本电路单级PFC变换器通常由升压型PFC级和DC-DC变换器组合而成。
其中的DC-DC变换器又分为正激式和反激式两种类型。
图2所示为基本的单级隔离型正激式升压PFC电路。
两部分电路共用一个开关（Q1），通过二极管D1的电流为储能电容C1充电，D2在Q1关断时防止电流倒流。
通过控制Q1的通断，电路同时完成对AC输入电流的整形和对输出电压的调节。
由于全波桥式整流电路输入连接AC供电线路，瞬时输入功率是随时变化的，欲得到稳定的功率输出，要依靠储能电容实现功率平衡。
对于DC-DC变换器，通常在连续模式（CCM）下工作，占空因数不随负载变化。
而全桥整流输出电压与负载大小无关，当负载减轻时，输出功率减小，但PFC级输入功率同重载时一样，使充入C1的能量等于从C1抽取的能量，引起直流总线电压明显上升，C1上的电压应力往往达1000V 以上，对开关器件的耐压要求非常高。
由于开关器件的电压高，电流应力大，开关损耗大，并且功率从输入到输出要经两次变换，故效率低。
单级PFC反激式LED照明电源控制器NCL30000
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电 子 世 界 ／０ １ ７ ２ １． ／ ０
图２
ＮＣ ３ ０ ０采 用 符 合 欧 盟 Ｒ ｌ 指 护 ， Ｆ Ｌ０ ０ ｏＳ Ｐ Ｃ无需输 入 电压感测。 Ｎ Ｌ ０ ０ 中， Ｒ Ｃ３００ Ｂ １是桥 式整流器 ， Ｑ１为初级开 关 ， 令 的 无铅 无 卤素 等 有害 物 质 的 ８引脚 可 以利用传统三 端双 向可控硅调 光器实 Ｑ１源极 串联 的 Ｒ ｓ为 电源传感 电阻。 ｃ 变 Ｓ Ｃ封装。参考图 ２所示的 Ｎ ３ ０ ０ 现 １ ： ＯＩ ＣＬ ０ ０ Ｏ １的调 光 。 压器 Ｎ ｐ为 初级 绕 组 ， ｓ为 次级 绕 组 ， Ｎ 的内部 电路 ， 可以更好地理 解 Ｎ ３ ０ ０ ＣＬ ０ ０ Ｎ Ｌ０ ０ Ｃ ３ ０ ０的启 动 电流 仅 为 ２ Ａ， Ｎ ４ｕ ｂ为偏置与零 电流检测绕组。Ｄ １和 Ｃ１ 的各个引脚功能 ， 具体如表 １ 示。 所 典型工作 电流 为 ２ ｍＡ， 电流传 感门限为 组成偏 置电源的整流滤波 电路。 ｓ Ｒ ｕ为启 ２主 要 特 点 Ｎ ３ ０ ０是 一 种 适 用 Ｏ５ 工作 结温 范 围 为 一 ０Ｃ一 ℃ ． ． ＣＬ ０ ０ ． Ｖ， ４ ＇ １５ ２ 动 电阻 ，系 统 加 电后 通 过 Ｒ ｕ的 电流 对 ｓ 于低到中功率 的单级 Ｐ Ｃ临界导通模式 Ｆ 电容 Ｃ １充 电。 当 Ｃ １上 的 电压 达 到 １ Ｖ ２ 基 于 Ｎ Ｌ ００ Ｃ ３ ０ ０的 单 级 Ｐ Ｃ Ｆ
RT7304_PFC功能的LED驱动IC
RT7304_PFC功能的LED驱动IC
RT7304是一款集成了 Power Factor Correction (PFC) 功能的LED
驱动IC。
PFC技术被广泛应用于调整交流电压输入的设备和系统，可提高
功率因数，减少谐波含量以及降低对电网的干扰。
RT7304的设计旨在满
足高效能和高功率因数的要求，为LED照明应用提供可靠的电源解决方案。
RT7304采用了单端反馈控制模式，可以实现高精度的输出电压和电
流控制。
其工作频率可通过外部电容来设置，从而满足不同应用的需求。
此外，它还具有低启动电流和低待机功耗的特点，可有效延长LED灯的使
用寿命。
RT7304的输出电流可通过外部元件进行调整，以匹配不同的LED负载。
它还提供了多种保护功能，如过流保护和过温保护，以确保系统的稳
定和可靠性。
此外，它还具有过压保护功能，可提供更高的电流输出，以
应对临时电流浪涌。
总之，RT7304是一款功能强大的LED驱动IC，集成了PFC功能以及
多种保护和调光功能。
它的设计旨在提供高效能和高功率因数的电源解决
方案，以满足LED照明应用的需求。
LED驱动电源单极PFC反激式开关电源的设计(二)
LED驱动电源单极PFC反激式开关电源的设计（二）
5.2.4 MOS 管的选取
开关管MOSFET 最大漏极电流IDMAX 应大于开关管所流过的峰值电流IPKP 至少1.5 倍，MOSFET 的漏源击穿电压(参考图四)BVDSS 应大于最大输入电压，VOR 以及漏感引起的尖峰之和，一般应留至少90%的余量。
5.2.5 次级整流管的选取
考虑一定的裕量，次级整流管D 最大反向电压VRM 需满足：
因为反激式开关电源次级整流二极管只有在电源Toff 的时候才会导通，输出在导通时必须能够承受整个输出电流的容许值。
输出二极管需要的最小正向导通峰值电流为：
Dmax 为工作周期，如果设定Dmax 为0.5 则Ifps4Iout
5.2.6 输出电容的选取
输出电容电压通常呈现两种纹波，一种是由高频输出电流引起，主要与输出电容的等效窜连电阻(ESR)大小有关，另外一种是低频纹波，为了获得较高的PF 值，环路带宽通常较窄，因此输出不可避免地出现较大的两倍输入电压频率纹波，其值与电容大小有关，一般说来低频纹波满足要求时，高频纹波因为电容等效ESR 够小，可以忽视。
电容的容量可以参考各个厂家的规格书(一般选用高频低阻型)选用，根据产品的实际工作温度，电压和考虑产品的MTBF 选取合适的电容系列型号。
5.2.7 IC 主要外围参数选取
5.2.7.1 最大导通时间典型参数选取
图五
5.2.7.2 Cs Pin 参数选取。
具有APFC功能的单级反激式大功率LED驱动电路
∥
，
效值，其频率为５０Ｈｚ。乘法器电阻％足外接Ｉ乜
阻，接于脚５。电流‘正比于ｔ，如式（７）所
示。
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Ｒｓ‘
乘法器电容Ｃ＾，是过虑乘法器电压圪巾高频
成分的滤波器。高频成分来自于电感屯流，，，也
商流后供ＬＥＤ负载使用。此电路巾变压器副边输 出的交流频率高达１００ＫＨｚ，且受限于电路拓扑， 故输出整流采用肖特基：－极管进行？卜波整流。
图４ Ｉ乜路原理
２．２．２滤波电路 滤波电路包括输入整流桥前ＥＭＩ滤波，输入 整流桥后电源滤波。变压器次级输出滤波。ＥＭＩ 滤波是防电磁干扰的重要的环节，它可抑制从交 流电网输入的干扰信号，同时也防止开关电源工 作时产生的谐波和电磁干扰信号影响交流电网，
９本文受图家８６３项目“ＬＥＤ功能型照明产品和关键技术研 究”支持
２电路原理设计
２．１功率因素校正 商接接入交流９ｃ）９的电源产品ｒｆｌ引入ＰＦＣ ｌｌＪ 路，就可以大大提高对电能的利用效率。ＰＦＣ囱’
两种。一种足无源ＰＦＣ（也称被动式ＰＦＣ），一种
是有源ＰＦＣ（也称主动式ＰＦＣ）。无源ＰＦＣ一般采 用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压 之问相传荒减小来提高功率因数，但无源ＰＦＣ的 功牢冈数不是很高，只能达到０．７’ｏ．８。主动式 ＰＦＣ电路具有体积小，重量轻，具有高功率冈数 （通常可达０．９９以上），输入电压范围宽等优越
LED照明电源要求
由于LED照明电源要求：民用照明PF值必需大于0.7，商业照明必需大于0.9。
对于10~70W 的LED驱动电源，一般采用单级PFC来设计。
即节省空间又节约成本。
接下来我们来探讨一下单级PFC高频变压器设计。
以一个60W的实例来进行讲解：输入条件：电压范围：176~265V ac 50/60HzPF>0.95THD<25%效率ef〉0.87输出条件：输出电压：48V输出电流：1.28A第一步：选择ic 和磁芯：Ic用士兰的SA7527，输出带准谐振，效率做到0.87应该没有问题。
按功率来选择磁芯，根据以下公式：Po=100*Fs*V ePo：输出功率；100：常数；Fs：开关频率；V e：磁芯体积。
在这里，Po=V o*Io=48*1.28=61.44；工作频率选择：50000Hz；则：V e=Po/（100*50000）=61.4/（100*50000）=12280 mmmPQ3230的V e值为：11970.00mmm，这里由于是调频方式工作。
完全可以满足需求。
可以代入公式去看看实际需要的工作频率为：51295Hz。
第二步：计算初级电感量。
最小直流输入电压：VDmin=176*1.414=249V。
最大直流输入电压：VDmax=265*1.414=375V。
最大输入功率：Pinmax=Po/ef=61.4/0.9=68.3W（设计变压器时稍微取得比总效率高一点）。
最大占空比的选择: 宽电压一般选择小于0.5，窄电压一般选择在0.3左右。
考虑到MOS 管的耐压，一般不要选择大于0.5 ，220V供电时选择0.3比较合适。
在这里选择：Dmax=0.327。
最大输入电流: Iinmax=Pin/Vinmin=68.3/176=0.39 A最大输入峰值电流：Iinmaxp=Iin*1.414=0.39*1.414=0.55AMOS管最大峰值电流：Imosmax=2*Iinmaxp/Dmax=2*0.55/0.327=3.36A初级电感量：Lp= Dmax^2*Vin_min/(2*Iin_max*fs_min)*10^3=0.327*0.327*176/（2*0.39*50000）*1000=482.55 uH取500uH。
谐振控制器和PFC控制器简介
谐振控制器和PFC控制器简介1. 简介现代电子设备功能越来越多。
比如计算机性能不断提升，电视屏幕越来越大。
但是，增加设备功能通常会带来高功耗，不利于环境保护。
提高电源效率是降低功耗的方法之一。
谐振拓扑具有较高效率，很多大功率消费电子产品和计算机都采用了这种电源拓扑，比如：液晶电视、等离子电视和笔记本电脑适配器。
恩智浦专业谐振控制器可以帮助设计人员打造出高效的谐振电源。
恩智浦除在提高能效方面下功夫外，还特别重视电源解决方案的可靠性。
本文介绍了恩智浦最新的谐振控制器产品：TEA1713和TEA1613。
这两款器件采用了相同的新一代半桥谐振控制器，而TEA1713谐振控制器还集成了功率因数校正(PFC)控制器。
2. 半桥LLC谐振转换器2.1 半桥谐振转换器拓扑简介图1：谐振拓扑谐振转换器由直流高压电源(升压)供电，直流电源通常由前置PFC转换器部分产生。
谐振回路(或LLC回路)由电容器Cr和带Lr(漏电感)和Lp(励磁电感)的变压器组成，由2个高压MOSFET器件驱动。
半桥控制器(HBC)交替驱动两个MOSFET。
电流大小由工作频率决定。
二次侧高频交流电压通过整流和滤波获得直流输出电压(Vout)。
2.2 自适应死区时间控制由于MOSFET器件能够实现软开关，也称为零电压开关(ZVS)，这就为谐振转换器实现高效工作提供了可能。
如果两个MOSFET开关动作之间有足够长的死区时间，半桥电压(HB节点)可以完全上升或下降，MOSFET即能实现零电压开关。
通过这种方式可以最大程度降低开关损耗。
在半桥斜坡(上升沿/下降沿)结束后，一次侧电流会流过MOSFET内较高阻抗的体二极管，直至MOSFET器件打开。
因此，死区时间太长会造成导通损失。
半桥斜坡速度以及死区时间取决于频率、输出负载、输入和输出电压。
采用固定死区时间的控制器，死区时间无论是内部固定还是外部可配置的，电源设计人员难于找到合适的值。
恩智浦新一代谐振控制器实现了真正的逐周期自适应死区时间控制。
单级PFC反激式LED驱动电源设计与研究
单级PFC反激式LED驱动电源设计与探究引言随着LED技术的快速进步和广泛应用，LED驱动电源的设计和探究日益受到关注。
为了提高LED驱动电源的能效和稳定性，越来越多的探究人员开始关注单级PFC反激式LED驱动电源的设计和探究。
本文将介绍单级PFC反激式LED驱动电源的基本原理、设计要点和性能优化。
一、单级PFC反激式LED驱动电源的基本原理1.1 单级PFC反激式LED驱动电源的观点单级PFC反激式LED驱动电源是指将沟通电源转换为恒流输出的直流电源的装置。
它接受单级功率因数校正（PFC）和反激式拓扑结构，能够实现高功率因数、低谐波失真和高效率的特点。
1.2 单级PFC反激式LED驱动电源的基本原理单级PFC反激式LED驱动电源的基本原理是通过整流桥、电容滤波器、PFC控制电路和反激转换器实现沟通电源到恒流直流输出的转换。
其中，PFC控制电路用来实现功率因数校正，反激转换器用来实现直流电压转换和恒流输出。
二、单级PFC反激式LED驱动电源的设计要点2.1 功率因数校正（PFC）控制电路的设计功率因数校正是提高LED驱动电源能效的重要手段。
其基本原理是通过改变输入电流的波形和相位，使输入电流与输入电压之间保持一定的相位差，从而提高功率因数。
在设计中，需要选择合适的PFC控制电路，如基于整流器电压控制的PFC电路、基于电流控制的PFC电路等，并接受合适的控制策略和控制参数。
2.2 反激转换器的设计与控制反激转换器是实现沟通电源到恒流直流输出转换的关键器件。
其基本原理是通过开关管和变压器实现电能的转换和隔离。
在设计中，需要选择合适的开关管和变压器，以及合适的控制策略和控制参数。
另外，反激转换器还需要思量过流、过压、过热等保卫功能。
2.3 LED驱动电路的设计与优化LED驱动电路是将恒流输出转换为可供LED工作的电流和电压的电路。
其设计需要思量LED的特性和光电性能，选择合适的电流和电压调整器件，并进行匹配和优化。
单级PFCLED驱动电源的研究与设计
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ｄ ｍｍ ａ ｌ ｉ ｂ ｅ ＬＥＤ ｓ ａ ｄ ｄ，ｈｅ ｍｕｌｉｒ ｓ ａ ｔｓ ｌ— ｘｃｔ ｄ ｏ ｃｌａ ｏ ｏ ｉｔ ｄ ｂｙ ＮＥ５５ ｓ ｕ ｅ ｉ ｄ ｅ ｔ ｔ— ｅ ｏｎ ｎ ｅ ｆｅ ｉｅ ｓ ｉｌ ｔ ｒｃ ｎｓｓ ｅ ５ ｉ ｓ ｄ
ｗｉｔ ｄ ｌｔ ｎ（ Ｗ Ｍ ）ｏ ｔ ｕ ｏ ａ ｊ ｓ ＥＤ’ ｌ ｈ ． ｅ ｒ ｓ ｌｓ ｓ ｏ ｔ ｅ ｄ ｓｇ ｏ ｌ ｄ ｈ ｍｏ ｕａ ｉ Ｐ ｏ ｕ ｐ ｔｔ ｄ ｕ ｔＬ Ｓ ｉ ｔ Ｔｈ ｅ ｕｔ ｈ ｗ ｈ ｅ ｉｎ ｃ ｕｄ ｇ ａ ｈｅ ｅａｗｉｅｒ ｎ ｅ ｏ ｄ ｓｍｅ ｔｄ ｔ ｙ ｌ Ｗ Ｍ ｕｓ ｖ ｎ ｔｉ ａ ｉｆ ｄ ｗｉｈ ｔ ｅ ｃ ｉｖ ｄ ａ ｇ ｆａ ｊ ｔ ｎ ｕ ｙ ｃ ｃｅ Ｐ ｕ ｐ ｌｅｗａ ｅ ａ ｄ ｉ ｓ ｓ ｔｓｉ ｔ ｈ ｅ
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Ｌ Ｄ驱 动 电源 发 展 的 趋 Ｅ
势 和潮 流 。
晶
关
键
词 ：单 级 Ｐ ＦＣ恒 压 源 ； 流 驱 动 ； ＥＤ 调光 恒 Ｌ 文 献 标 识 码 ：Ａ ＤＯＩ ０ ３ ８ ／ ＹＸＳ Ｏ ２ ７ ５ ０ ７ ：１ ． ７ ８ ＹＪ ２ １２ ０ ． ６ １
基于LLC单级无桥PFC的无频闪LED驱动电源
第38卷第6期2019年6月电工电能新技术Advanced Technology of Electrical Engineering and EnergyVol.38,No.6Jun.2019收稿日期:2019-01-04基金项目:中国青年科学基金项目(51707103)㊁湖北省教育厅优秀中青年科技创新团队项目(T201504)作者简介:赵金刚(1991-),男,江苏籍,硕士研究生,研究方向为DC-DC 变换器㊁开关电源;马㊀辉(1995-),男,河南籍,博士,讲师,研究方向为电力电子功率变换㊂基于LLC 单级无桥PFC 的无频闪LED 驱动电源赵金刚,马㊀辉,张超兰,陈㊀曦(新能源微电网湖北省协同创新中心,三峡大学,湖北宜昌443002)摘要:传统LED 驱动电源通常为基于电解电容的两级拓扑结构,其效率较低,寿命周期短;去除电解电容可提高电源寿命,但会带来LED 频闪㊂为此,本文提出一种基于LLC 谐振的单级无桥PFC 无电解电容无频闪的电源,采用新型无桥PFC 拓扑,将其与不对称半桥型LLC 谐振变换器集成单级拓扑,从而提高电源效率;为解决无电解电容所带来的LED 频闪问题,在单级电源的输出端并联一双向变换器,采用电压电流双闭环控制消除造成LED 频闪的两倍频谐波分量㊂最后,搭建一台144W 的实验样机,实验结果验证所提出的单级无桥拓扑及无电解电容方案的有效性和可行性,其最高效率可达93.41%㊂关键词:发光二极管;功率因数校正;LLC 谐振变换器;频闪DOI :10.12067/ATEEE1901018㊀㊀㊀文章编号:1003-3076(2019)06-0079-10㊀㊀㊀中图分类号:TM461㊀引言发光二极管(Lighting Emitting Diode,LED)具有光效高㊁无污染㊁寿命长等特点,成为第四代新光源[1-3]㊂LED 驱动电源是整个照明系统中的核心部件,应具备功率因数高㊁效率高㊁成本低和寿命长等优点㊂LED 驱动电源一般采用两级结构,如图1所示,包括适配器和驱动器㊂图1㊀两级LED 驱动电路结构Fig.1㊀Block diagram of conventional two-stage LED driver两级结构的电路方案成熟,易于设计与优化,可有效保证LED 的发光特性,文献[4]采用两级拓扑结构,第二级滤除纹波更快,易于处理低频纹波,但多级结构需要较多的有源开关㊁功率器件,成本较高,而且能量在传递给LED 之前被AC-DC 变换器与电流调节器各处理一次,效率为二者的乘积,相比元器件较少㊁效率较高的单级变换器具有较大优势㊂传统开关电源多为硬开关电路,常见的硬开关电路有反激变换器㊁正激变换器等,硬开关方法技术成熟,输入和负载大范围变化时电路性能良好㊂然而,电路中开关管瞬态功率应力过高,高频时开关损耗较大,开关工作频率难以提高,使其具有较低的功率密度㊂软开关技术应运而生,可有效降低开关损耗,谐振变换器是常用的一种软开关技术,利用电路谐振时,电压或电流周期性过零点时,开关管在零电压或零电流条件下开通㊁关断㊂LLC 谐振变换器[5-7]是在传统LC 二阶谐振变换器的基础上并联一个电感,可实现原边开关管的零电压(Zero VoltageSwitch,ZVS)开通和副边整流管的零电流(Zero Cur-rent Switch,ZCS)关断,具有高效率㊁高频化㊁高功率密度㊁易于磁集成等优点㊂当接入非线性负载时,输入侧电压与电流之间引起相移,造成谐波污染,为满足IEC-61000-3-2的谐波要求,LED 驱动电源需采用功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)技术,使功率因数接近为1,此时输入电压㊁输入电流均为正弦波,单输入功率为2倍频的脉动形式,常采用电解电容滤除瞬时2倍频功率脉动,而电解电容的寿命仅为LED 寿命的1/10,成为影响LED 电源整体寿命的主要因80㊀电工电能新技术第38卷第6期素,文献[8-13]在输入交流电流中注入三次和五次谐波,减小输入㊁输出功率脉动差,降低储能电容值,采用性能更好㊁寿命更长的薄膜电容代替电解电容;此方法使输入功率因数降低,不适用功率因数要求较高的场合;文献[14-17]采用脉动电流驱动LED,可使瞬时输出功率接近瞬时输入功率,采用较小电容值就可弥补输入输出功率不平衡;然而其输出电流中含有较大的两倍频谐波分量,造成LED 频闪,引起人眼疲劳㊂为消除LED 频闪,文献[18,19]采用两级PFC 变换器,其中前级采用Buck㊁Boost 和Buck-Boost 等拓扑实现PFC,后级级联DC-DC 变换器,使LED 电流恒定,然而两级功率变换PFC 变换器元件多,成本高,控制复杂,制约了其在LED 驱动电源的应用㊂为此,本文采用并联一双向变换器消除两倍频谐波分量,该拓扑中只有储存在双向变换器的小部分功率经过两次能量变换,故和级联两级拓扑相比,效率较高㊂本文提出一种单级无桥PFC 的新型LED 驱动电源,不仅去除电解电容㊁提高LED 驱动电源的使用寿命,又可消除LED 频闪,还可在全负载范围内实现软开关,有效降低开关损耗,提高电源效率㊂2㊀LED 频闪的基本原理设输入交流电压为:v in (t )=V m sin(ωt )(1)式中,V m 为输入交流电压幅值;ω=2π/T ,T 为输入交流电压周期㊂输入功率因数接近为1,输入电流为:i in (t )=I m sin(ωt )(2)式中,I m 为输入电流幅值㊂输入功率为:P in (t )=v in (t )i in (t )=V m I m sin 2(ωt )=V m I m [1-cos(2ωt )]2(3)㊀㊀LED 的输出电压基本平直,具有恒压负载特性,则输出电流可表示为:i o (t )=P in (t )V o=V m I m [1-cos(2ωt )]2V o(4)式中,V o 为LED 驱动电源的输出电压㊂由式(4)可知i o (t )中含有交流两次谐波分量,输入电流为50Hz 工频交流电时LED 存在100Hz 的频闪[20-23],会带来头痛㊁身心疲惫㊁眼睛疲劳等症状,电解电容的作用为消除两倍频谐波分量,但电解电容具有寿命短㊁体积大等缺点㊂研究的无频闪型LED 驱动电源主电路如图2所示,在输出滤波电容C o 两端并联一双向变换器,使其输入电流等于脉动电流中的两倍工频交流分量,剩余的电流为一个平直的直流电流,消除LED 频闪问题㊂输入电流i in ㊁输入电压v in ㊁输入功率p in ㊁输出功率p o ㊁滤除高频分量的二次电流i ᶄ㊁双向变换器的输入电流i a 和流入LED 电流i 波形如图3所示㊂图2㊀基于LLC 的单级无桥PFC LED 驱动电源Fig.2㊀LLC-based single-stage PFC bridgeless LEDdriver图3㊀单级无桥PFC 无频闪LED 电源主要波形Fig.3㊀Key waveforms of single-stage non-electrolytic capacitorPFC bridgeless soft switch LED driver3㊀新型LED 电源的电路拓扑及工作原理3.1㊀单级无桥PFC 与LLC 谐振变换器主电路采用一种单级无桥PFC 拓扑,把无桥PFC 交直流变换器和不对称性半桥LLC 谐振变换器集成为一个单级拓扑,电感L 1㊁电容C in 组成单级驱动器㊂电感L 1工作在电流断续模式(Discontinu-ous Current Mode,DCM),可自动实现PFC,而且电流断续模式可避免整流二极管的反向恢复,无桥的结构可降低输入整流损耗,LLC 谐振变换器可实现原边开关管的零电压开通与副边整流管的零电流关赵金刚,马㊀辉,张超兰,等.基于LLC单级无桥PFC的无频闪LED驱动电源[J].电工电能新技术,2019,38(6):79-88.81㊀断,软开关的特性使其具有较低损耗㊂本文主电路的控制框图如图4所示:SEA05为恒压恒流控制器,通过电阻R1㊁R2检测输出电压,同时通过电流互感器检测输出电流I ct,输出信号通过隔离光耦(PC817)反馈到高压谐振控制芯片(L6599),L6599采用脉冲频率调制(Pulse Frequency Modula-tion,PFM)产生两个互补的门极驱动信号v gs1㊁v gs2,通过控制开关管Q1㊁Q2开通关断保持输出电压㊁电流恒定,为简化对工作过程的分析,作如下假设:(1)开关管Q1㊁Q2互补导通,考虑其寄生电容㊁二极管㊂(2)模态分析过程中,省略输入LC滤波器㊁输出滤波电感L o ㊂图4㊀控制回路框图Fig.4㊀Control diagram of the proposed main circuit变换器主要工作波形如图5所示,忽略死区时间t dead,开关管Q1㊁Q2互补导通,在PFM调制方式下占空比D为0.5;电感电流i L1工作在DCM模式使变换器自动实现PFC;谐振电感电流i L r波形呈正弦态,励磁电感电流i L m线性增大/减小㊂在单个开关周期电路工作状态内可分为九个模态,下半周期工作状况与模态1㊁2㊁3㊁4对称,工作过程近似,这里只分析上半周期的工作过程,各模态等效电路如图6所示,具体分析如下:模态1[t0-t3]:t0时刻,V ds为0,Q1实现ZVS开通,v in通过D1向L1充电,输入电流i in线性增大,可表示为:i in(t)=v in(t)L1t(5)㊀㊀t1时刻,谐振电感电流为0,电容C in通过开关管Q1向谐振电感L r谐振电容C r充电,变压器励磁电感L m通过二极管D3和LED负载向电容C o充电㊂t2时刻,i L m为0,与此同时,电容C in既通过开关管Q1向L r㊁L m和C r充电,又通过二极管D3和LED负载向电容C o充电,当二极管电流i D3降为0时,此模态结束㊂图5㊀单级无桥PFC与LLC变换器工作波形Fig.5㊀Operation waveforms of single-stage PFC bridgelessand LLC resonant converter图6㊀单级无桥PFC与LLC变换器工作状态Fig.6㊀Operational modes of proposed single-stage PFCbridgeless and LLC resonant converter82㊀电工电能新技术第38卷第6期模态2[t 3-t 4]:t 3时刻,输入电压v in 通过二极管继续向电感L 1充电,电感电流i L 1达到最大值,可表示为:i L 1-pk (t )=v in (t )L 1DT s(6)式中,T s ㊁D 分别为开关周期和功率开关管的占空比㊂电容C in 通过开关管Q 1向谐振电感L r ㊁谐振电容C r 和励磁电感L m 充电,电容C o 向LED 组件充电,i L m =i L r 时,此模态结束㊂模态3[t 4-t 5]:输入电压v in 和电感L 1通过二极管D 1向电容C in 充电㊂t 4时刻,i L 1线性减小,电容C in 通过开关管Q 2的寄生电容C Q 2向L r ㊁C r 和L m 供电㊂滤波电容C o 继续向负载供能,当v ds2降为0时,此模态结束㊂模态4[t 5-t 6]:t 5时刻,电感L 1通过二极管D 1继续向电容C in 提供能量,i L 1线性减小,下降斜率为[v in (t )-V DC ]/L 1,电感电流i L 1可表示为:i L 1(t )=v in (t )L 1DT s -V DC -v in (t )L 1t(7)式中,V DC 为LLC 谐振变换器输入电压㊂励磁电感L m 既通过开关管Q 2的体二极管D Q 2向L r ㊁C r 提供能量,又通过二极管D 4向电容C o 提供能量,开关管Q 2导通时,此模态结束㊂3.2㊀两倍频谐波滤除电路设计采用Buck-boost 双向变换器的设计直流侧两倍频谐波滤除电路,如图2所示,Buck-boost 电路并联在输出滤波电容C o 两端,滤波电容C o 只滤除脉动直流的高频分量,而不滤除两倍工频的谐波分量,故其容值很小,可采用薄膜电容或陶瓷电容代替电解电容㊂高频纹波忽略不计时,可认为Buck-boost 电路输入电压等于电容C o 两端电压㊂双向变换器控制框图如图7所示:电路采用双闭环控制,正常工作时,需使输出端储能电容电压u Cdc 大于输入端电压U 1,为此加入电压外环,将检测的输出电压与给定参考电压比较,经过误差放大器,得到误差电压U e ,将电压环的输出与电流基准i ref 相加后,作为电流内环的给定㊂在输出侧放置电流互感器检测电流即I ct ,如图4所示,经过低通滤波电路,滤除电流I ct 中的高频分量,余下电流为直流分量和二倍频谐波分量,通过隔值电路可滤除直流分量,得到二倍频电流i ref2,作为Buck-boost 电路中输入电流的基准信号㊂图7㊀双向变换器控制框图Fig.7㊀Control diagram of bidirectional converter4㊀新型LED 电源的模型分析与参数设计4.1㊀单级无桥PFC 参数设计针对单级无桥LLC 进行参数设计时,电感电流i L1必须断续工作(DCM),以保证单级变换器自动实现PFC,电压源输入电流i in 与电感电流i L 1波形如图8所示㊂图8㊀电压源输入电流i in 与电感电流i L 1波形Fig.8㊀Illustrative waveforms for input utility-line current i inand inductor current i L 1由图8可知,电压源峰值电流i in-peak 与电感峰值电流i L 1-peak 相等,可表示为:i L 1-peak =i in-peak (t )=2v in-max sin(2πf AC t )L 1DT s(8)式中,v in-max 为交流电压源均方根电压峰值,在任一周期内,输入电流i in (t )与电感电流平均值相等:i in (t )=1T s ʏT s0i L 1-peak(t )d t=2v in-max sin(2πf AC t )D 2T s V C in -max2L 1(V C in -2v in -max )(9)式中,V C in -max 为电容C in 峰值电压;输入电压为:赵金刚,马㊀辉,张超兰,等.基于LLC 单级无桥PFC 的无频闪LED 驱动电源[J].电工电能新技术,2019,38(6):79-88.83㊀v in (t )=2v in-rms sin(2πf AC t )(10)式中,v in-rms 为输入电压均方根值㊂由式(9)和式(10)推出输入功率的平均值:P in =1T ACʏT ACv in (t )i in (t )d t =v2in-maxD 2T s V C in-max2L 1(V C in-max -2v in-max )(11)㊀㊀则输出功率为:P o =ηP in =ηv 2in-max D 2T s V C in -max2L 1(V C in -max -2v in-max )(12)式中,η为LED 驱动电源效率;由式(12)可推出电感L 1的值:L 1=ηv 2in-max D 2T s V C in -max2P o (V C in -max -2v in-max )(13)4.2㊀LLC 谐振变换器模型分析采用基波近似法(Fundamental Harmony Ap-proach,FHA)对不对称LLC 谐振半桥进行分析,即输入功率经谐振网络从电源传输到负载,仅考虑功率傅里叶展开式中的基波分量,此方法可极大地简化LLC 谐振模型,转换为交流电路分析㊂图9为LLC 谐振变换器等效电路图,开关管Q 1㊁Q 2占空比为0.5,互补导通,得到LLC 谐振网络的输入电压v ab ,故v ab 为方波,幅值为V C in ,v ab-fundamental 为谐振网络输入电压v ab 的基波分量,可表示为:v ab-fundamental =2πV C insin(ωs t )(14)图9㊀LLC 变换器交流等效电路Fig.9㊀AC equivalent circuit of LLC converter㊀㊀整流电压可表示为:v rec =4πV osin(ωs t )(15)㊀㊀全波整流的基波分量可表示为:i rec =2I rec sin(ωs t )(16)式中,I rec 为整流电流的有效值㊂可推出输出电流I o 在半个工频周期内的平均值为:I o =P o V o=2T sʏT s /2|i rec |d t =22πI rec(17)㊀㊀实际负载从副边折算到原边的等效负载R ac 可表示为:R ac =n 2v rec i rec=n 28π2R L (18)式中,R L 为LED 负载,且R L =V o /L o ㊂采用交流分析法,LLC 谐振网络的交流基波电压增益为:|M v (f )|=11+1K (1-f 2s1f 2)+j(f 2f 2s1-1)π28n 212πfR L C r(19)式中,定义系数K =L m /L r ;品质因数Q =L r /C r /R ac ;f 为开关频率;f s1=1/(2πL r C r )㊂将式(19)改写成K ㊁Q ㊁f 的表达式:M v =1(1+1K -f 2s1Kf2)2+Q 2(ff s1-f s1f )2㊀㊀(20)㊀㊀根据图9的等效电路,LLC 谐振变换器的输入阻抗:Z in =1j ωC r+j ωL r +j ωL m //R eq(21)㊀㊀归一化后:Z n =Z inL r C r=1-(f /f s1)2j(f /f s1)+j K (f /f s1)j KQ (f /f s1)+1(22)㊀㊀当输入阻抗的虚部为0时,Z n 呈纯阻性,可得出Q 与f /f s 1㊁K 之间的关系:Q =1K (1-f /f s1)-1K 2(f /f s1)2(23)㊀㊀将式(23)代入式(20)中,化简后可得纯阻性曲线M z :M z =11+1K -1K (f /f s1)2(24)㊀㊀采用simulink 软件,根据式(20),令K =4,调节不同Q 值时,可绘制出不同增益曲线M v ,用实线表示;根据式(24),可绘制出纯阻性曲线M z ,用虚线表84㊀电工电能新技术第38卷第6期示,LLC谐振变换器增益曲线如图10所示㊂由图10可看出整个工作区域被纯阻性曲线与直线f/f s1=1划分为3个区域,从左至右分别为A㊁B㊁C㊂图10㊀LLC谐振变换器增益曲线Fig.10㊀Gain curve of LLC resonant converter区域A:纯阻性曲线左侧,f/f s1=100左侧,变换器为容性状态,开关管可实现ZCS㊂区域B:纯阻性曲线右侧,f/f s1=100左侧,变换器为感性状态,开关管可实现ZVS,整流管可实现ZCS㊂区域C:f/f s1=100右侧,变换器为感性状态,整流管可实现ZVS㊂本文将以区域B为主要工作区域,对此设计参数,并进行实验验证㊂4.3㊀ZVS分析一般地,开关管在最小输入电压㊁最大负载与最大输入电压㊁输出空载这两种条件下实现ZVS,则可认为变换器中的开关管在整个输入电压与全负载范围内实现ZVS㊂(1)最小输入电压,最大负载LLC谐振网络输入电压最小时,取得最大电压增益M vmax,可表示为:M vmax=V Cin-maxM vminV Cin-min(25)㊀㊀由图10中区域B可知,保持比例系数K值一定,品质因素Q值越大时(负载增加),对应的归一化频率越小㊂故在输出满载情况下,变换器取得最小开关频率f min㊂LLC谐振网络工作于感性区域,是实现ZVS的必要条件,由图10可知,纯阻性曲线与不同Q值的交点即是该品质因数下感性状态的最大增益,品质因数Q越大,直流增益越平缓,对应的增益最大值越小,所以,对应于最大增益M max,存在一个最大品质因数Q max㊂由纯阻性曲线表达式,即式(24)可知,归一化频率的最小值可表示为:(f/f s1)min=M2max(K+1)M2max-K(26)㊀㊀将式(26)代入式(23)中,化简后可得:Q max1=1KMmaxM2maxM2max-1+K(27)㊀㊀保留相应的裕量,Q值略小于Q max1时,可使开关管在输入电压最小,负载最大下实现ZVS㊂(2)最大输入电压,输出空载输入电压最大时,LLC谐振变换器取得最小直流增益,变换器工作于感性状态时,谐振电流在死区时间内完成对开关管寄生电容C Q1的充放电,即可保证开关管实现ZVS㊂显然,输入电压一定时,空载时谐振电流最小,谐振变换器的输入阻抗可表示为: Z open=j Z r(1+K)(f/f s1)-f s1féëêêùûúú(28)式中,实部为0时,变换器为纯感性,开关节点电压基波超前谐振电流90ʎ,即:I ZVS=2I r=2V sw1.maxZ open>V CinT D C oss(29)式中,V sw1.max为谐振网络输入电压峰值,结合式(28)和式(29)可得到:Z r<2T Dπ[(1+K)(f/f s1)-(f s1/f)]C oss㊀(30)㊀㊀品质因数Q=Z r/R ac,可得到:Q max2<2T Dπ[(1+K)(f/f s1)-(f s1/f)]C oss R ac(31)㊀㊀当品质因数最大值Q max小于式(27)和式(31)较小值时,开关管可在全负载范围内实现ZVS㊂LLC谐振网络参数设计可分为:(1)设置储能电容C in的电压值㊂单级无桥LLC变换器与双向变换器仅有一个控制信号,储能电容电压V Cin会随变换器的能量不平衡而变动,设置目标电压值应满足V Cin>2V in-peak,110V交流峰值为311.1V,为实现电流断续模式,储能电容电压V Cin 最低应选择360V㊂(2)初步确定LLC谐振变换器的一些参数,设计流程如图11所示㊂(3)验证步骤2所选谐振频率f s1㊁品质因数Q㊁系数K㊁是否满足DCM,图5中t6~t7阶段i in下降时间与开关周期的比值D0可表示为:赵金刚,马㊀辉,张超兰,等.基于LLC 单级无桥PFC 的无频闪LED 驱动电源[J].电工电能新技术,2019,38(6):79-88.85㊀图11㊀LLC 谐振变换器参数设计流程Fig.11㊀LLC resonant converter design producreD 0=V in (t )DV C in -V in (t )(32)㊀㊀化简得:D 0=DV C in /V in (t )-1(33)㊀㊀当V in (t )最大时,D 0最大,当D 0max <0.5时,满足DCM 运行条件,如D 0max >0.5,需重新调整谐振频率f s1㊁品质因数Q ㊁系数K ㊂二倍频滤波双向变换器参数设计在文献[24]已有详细推导,不再赘述㊂5 实验结果为验证所提控制所提结构和控制策略的正确性,制作一台144W 样机,电路参数为:交流输入电压AC90~130V /50Hz,输出电压V o =36V,输出电流平均值I o =4.01A,LLC 谐振网络主要参数为:滤波电感L f 为2mH,滤波电容C f 为0.33μF,二极管D 1㊁D 2为MUR460,开关管Q 1㊁Q 2为STP20NM60,电感L 1为188μH,电容C in 为6.8μF 的金属聚酯薄膜电容,谐振电感L r 为80μH,励磁电感为400μH,谐振电容C r 为70nF,谐振频率为67kHz,变压器原副边匝比n =5,整流管D 3㊁D 4为MBR20100CT,输出滤波电容C o 为0.94μF 的薄膜电容,输出滤波电感为1mH㊂双向变换器参数:输出CBB 电容C dc 为20μF,电感L a 为0.5mH,驱动芯片为IR2104,控制芯片为UC3842,开关管Q 3㊁Q 4为IRFB4137PbF㊂输入电压为AC110V 时,满载和半载实验波形如图12(a)~12(d)所示,图12(a)㊁12(b)可看出,㊀㊀㊀电压电流同相位(PF >0.98);图12(c)㊁12(d)分别为满载㊁半载时带有二次谐波分量的输出电流㊁二次谐波电流分量㊁LED 电流,从图12(c)㊁12(d)可看出,双向变换器很好地起到了二次谐波电流滤除作用,输出电流中只含有直流分量,解决LED 频闪问题;图12(e)给出谐振变换器在区域B 交流110V 下满载时开关管Q 1软开关波形,由波形可知,开关管漏源电压v ds1在开关管开通之前已下降为0,实现ZVS;图12(g)给出了开关管Q 1漏源电压v ds1和整流管D 3电流i D3,可看出电流i D3自然下降为0,整流管D 3实现ZCS;图12(h)给出区域B 下谐振电感电流波形㊂86㊀电工电能新技术第38卷第6期图12㊀测试波形Fig.12㊀Waveform of proposed topology ㊀㊀图13为不同输入电压下变换器的效率曲线,输入交流电压为110V时,测试变换器效率η为92.64%;输入交流电压为90V㊁130V时,变换器取得最低㊁最高效率,分别为90.90%㊁93.41%㊂图13㊀不同输入电压下变换器的效率曲线Fig.13㊀Measured efficiency curves versus output powerunder different input voltages6 结论AC/DC LED驱动电源,在去除电解电容的同时消除LED频闪,是LED照明驱动技术发展的研究热点,本文提出一种高效率㊁无频闪的LED驱动电源,将单级无桥PFC与半桥LLC谐振变换器集成为一个单级拓扑,效率更高㊁成本更低,在储能电容C o 两端并联一双向变换器,消除LED中二倍频谐波分量,解决LED频闪问题㊂LLC谐振变换器中开关管Q1㊁Q2可在全负载范围内实现ZVS,输出整流二极管D3㊁D4实现ZCS,极大地减小开关损耗㊂实验样机的研制和测试证明理论分析的正确性㊂参考文献(References):[1]王磊(Wang Lei).宽输入无电解电容单级LED驱动电源与控制(Study on topology and 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Socie-ty),2016,31(23):189-198.[23]汪飞,李林,钟元旭,等(Wang Fei,Li Lin,ZhongYuanxu,et al.).一种双反激集成无电解电容LED驱动电源(The invention relates to a dual-flyback integrat-ed LED drive power supply without electrolytic capacitor)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE), 2017,37(5):1489-1498.[24]王舒,阮新波,姚凯,等(Wang Shu,Ruan Xinbo,Yao Kai,et al.).无电解电容无频闪的LED驱动电源(A novel LED driver without electrolytic capacitor andflicker)[J].电工技术学报(Transactions of China Electrotechnical Society),2012,27(4):173-178.Single-stage LED drive based on LLC bridgeless power factor correctionZHAO Jin-gang,MA Hui,ZHANG Chao-lan,CHEN Xi(Hubei Provincial Collaborative Innovation Center for New Energy Microgrid,China Three Gorges University,Yichang443002,China)Abstract:Conventional LED driver is based on the electrolytic capacitor two-stage topology,which has characteris-tics of low efficiency and short lifetime.In order to extend the lifetime of drivers,pulsating current can be used to eliminate the electrolytic capacitor,however,this method will cause LED flicker.Thus a electrolytic-less LED driv-er is proposed,are the driver integrates a modified bridgeless PFC with a half-bridge LLC resonant converter into a single-stage conversion circuit,and a bidirectional boost-buck converter is utilized to solve LED flicker problem. The driver features high circuit efficiency and high power factor.Finally,a144W prototype is fabricated and tested in the lab,with the highest efficiency up to93.4%and the experimental results demonstrate the functionalities of the proposed LED driver.Key words:LED;power factor correction;LLC resonant converter;flicker。
基于LLC单级无桥PFC的无频闪LED驱动电源
基于LLC单级无桥PFC的无频闪LED驱动电源摘要：传统LED驱动电源通常为基于电解电容的两级拓扑结构，其效率较低，寿命周期短;去除电解电容可提高电源寿命，但会带来LED频闪。
为此，本文提出一种基于LLC谐振的单级无桥PFC无电解电容无频闪的电源，采用新型无桥PFC拓扑，将其与不对称半桥型LLC谐振变换器集成单级拓扑，从而提高电源效率;为解决无电解电容所带来的LED频闪问题，在单级电源的输出端并联一双向变换器，采用电压电流双闭环控制消除造成LED频闪的两倍频谐波分量。
最后，搭建一台144W的实验样机，实验结果验证所提出的单级无桥拓扑及无电解电容方案的有效性和可行性，其最高效率可达93.41%。
关键词：恒流源LED驱动；PWM调光；无频闪；高PF引言LED制造工艺以及制造材料发展迅猛，它在景观照明、建筑装饰、电子产品背光等领域已经得到了广泛应用。
然而在普通照明以及路灯照明等领域，LED的应用还没有得到大规模的推广，其瓶颈主要在于:一是LED发热量大，温升高，导致寿命缩短;二是易损坏的电解电容在驱动电源中得到使用限制了驱动电源的寿命，导致LED照明系统的寿命进一步缩短。
1新型LED电源的电路拓扑及工作原理1.1单级无桥PFC与LLC谐振变换器主电路采用一种单级无桥PFC拓扑，把无桥PFC交直流变换器和不对称性半桥LLC谐振变换器集成为一个单级拓扑，电感L1、电容Cin组成单级驱动器。
电感L1工作在电流断续模式(Discontinu ousCurrentMode，DCM)，可自动实现PFC，而且电流断续模式可避免整流二极管的反向恢复，无桥的结构可降低输入整流损耗，LLC谐振变换器可实现原边开关管的零电压开通与副边整流管的零电流关断，软开关的特性使其具有较低损耗。
本文主电路的控制框:SEA05为恒压恒流控制器，通过电阻Ｒ1、Ｒ2检测输出电压，同时通过电流互感器检测输出电流Ict，输出信号通过隔离光耦(PC817)反馈到高压谐振控制芯片(L6599)，L6599采用脉冲频率调制(PulseFrequencyModula tion，PFM)产生两个互补的门极驱动信号vgs1、vgs2，通过控制开关管Q1、Q2开通关断保持输出电压、电流恒定，为简化对工作过程的分析，作如下假设:(1)开关管Q1、Q2互补导通，考虑其寄生电容、二极管。
FAN7527-用于APFC单级反激式LED驱动电源设计(130W)
以FAN7527B为核心的PFC单级反激式LED驱动电源设计（130W）/ 来源：元器件交易网日期：2011年09月23日文中分析并设计了一种单级功率因数校正LED驱动电源。
该电源采用反激式拓扑实现了功率因数校正和对LED灯的恒流驱动。
与普通反激式电源相比，该电源采用单级反激式PFC结构简化了电路结构，具有更高的功率因数和效率。
文中对电路工作原理做了详细的说明，给出了变压器的设计方法。
实验结果表明，该电源功率因数高、损耗小、输出稳定，可以高效率驱动LED灯。
在能源危机和气候变暖问题越来越严重的今天，节能与环保已成为社会焦点议题。
LED因其高效、节能、环保、寿命长、色彩丰富、体积小、耐闪烁、可靠性高、调控方便等诸多优点等特点受到人们的广泛关注，被认为是21世纪最有前途的照明光源。
传统的白炽灯效率低、耗电高；荧光灯省电，但使用寿命短、易碎，废弃物存在汞污染；高强度气体放电灯存在效率低、耗电高、寿命短、电磁辐射危害等缺点；若能以LED照明取代目前的低效率、高耗能的传统照明，无疑能缓解当前越来越紧迫的能源短缺和环境恶化问题。
由于LED自身的伏安特性及温度特性，使得LED对电流的敏感度要高于对电压的敏感度，故不能由传统的电源直接给LED供电。
因此，要用LED作照明光源首先就要解决电源驱动的问题。
传统的LED驱动电源虽然可以实现LED亮度调节，但是不能实现功率因数校正，输入功率因数比较低，谐波比较大。
为了使LED驱动电源的输入电流谐波满足要求，必须加功率因数校正。
本文介绍一种单级PFC反激式LED电源，该电源所用器件少，损耗低，具有较高的的功率因数和效率。
1 电路原理分析图1为电路简图。
电路采取单级反激式拓扑，由全波整流，DC／DC变换，输出整流滤波电路，误差反馈电路，PWM控制器电路构成。
FAN7527B是飞兆半导体公司推出的有源功率因数校正控制芯片。
该芯片内部乘法器电路的优异性能，可以用于宽交流市电输入电压范围的应用场合（85～265VAC）。
反激式单级PFCLED驱动电源变压器设计
反激式单级PFCLED驱动电源变压器设计作者：吴明艳张昭陈燕燕来源：《中国科技博览》2013年第29期摘要：高频变压器是开关电源的核心器件，本文通过理论分析和实验验证介绍了反激式单级PFCLED驱动电源变压器的设计方法。
关键词：单级PFC 变压器反激式中图分类号：TM73 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2013）29-061-02单级PFC电路目前已成为小功率LED驱动电源采用的重要设计方案而变压器是单级PFC 电路中的重要部件之一，它的性能和质量不但关系着自身的效率和寿命，还将直接影响到PFC 电路技术指标的实现和可靠性。
本文通过理论分析和实验验证介绍了一种反激式单级PFCLED 驱动电源变压器设计方法。
1、反激式单级PFCLED驱动电源的工作原理FT825是辉芒微电子公司推出的一款具有功率因素校正功能的原边反馈LED驱动芯片，它通过独特的原边电流检测控制方法实现恒流输出，无需副边反馈。
FT825工作于临界导通模式，通过固定导通时间控制实现低总谐波失真（THD）与高功率因素（PF）特性。
交流电压经过前级保护单元和EMI滤波单元后，由整流桥整流为正弦半波波形流入电容C1，由于电容C1选择容量很小的薄膜电容，只对高频起旁路作用，使得电容两端电压近似为频率为100Hz的正弦半波。
FT825工作于临界导通模式，当MOSFET导通时，整流后输入电压对电感充电，同时输出电容对负载放电，电感电流从零开始上升至峰值电流；当MOSFET 关断时，存储在电感中的能量迫使次级整流管导通，次级电感对输出电容充电和对负载放电，电感电流从峰值电流线性下降至零。
内部乘法器通过电阻分压检测整流后输入电压，并产生正弦基准与原边电流检测模块输出相比较控制功率 MOS管关断，令输入电流波形跟随输入电压波形，且相位一致，实现高功率因素PF。
2、反激式单级PFCLED驱动电源的变压器设计2.1 确定系统目标参数交流输入电压Vin范围： 90V-264V；交流输入电压频率fL=50Hz；最大输出电压Vout=45V；输出电流Iout=0.9A；整机满载转换效率η≥0.8；变压器次级反射电压VR=100V2.2系统工作条件计算输入电压峰值与反射电压的比值定义为KV，表示为：输入功率为：输入电压最小时，有有初级电感电流峰值最大值IPKp 为：=初级电流最大有效值IRMSp 为：其中D 为占空比，定义为导通时间与开关周期之比。
基于CLL谐振网络的单级高功率因数LED驱动电源研究
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关键词 IJ)驱动电源 ,II谐振变换器 功率因数校正 零电压开通 软开关 中图分类号 +,#$! d*!&文献标志码-&文章编号%."(/'!''!%.!'#.#/..."/.# )*+ !.*!$$%' 01*2345*%."(/'!''*%.!'*.#*..%
徐 心 靖 ! !""H"# $ 女$硕士研究生$研 究方向为电能的高 频变 换 与 控 制 技 术&
为满 足 U<6$!.../)/% 等 标 准$ 要 求 大 功 率 W<I驱 动 电 源 必 须 具 备 功 率 因 数 校 正 ! O7P9> X?2=7>67>>92=573$OX6# 功能& 高功率因数 W<I驱 动电源结构通常有单级式和两级式两种& 两级式 电路存在结构复杂%器件多等缺点$这就使得 OX6 电路与直流变换器通过共用开关管进行功能性集 成的单级高功率因数 W<I驱动电路结构具有很 大的研究价值&
单级PFC电路介绍
单级PFC电路介绍电源因数是指输入电流与输入电压的相位差之间的余弦值，其范围介于-1到1之间。
传统的非纠正型电源状况下，输入电流与输入电压之间的相位差会非常大，这样会导致电源因数较低，对电网产生较大的电流谐波，从而影响其他电器设备的正常工作。
单级PFC电路通过纠正输入电流与输入电压之间的相位差，来改善电源因数。
其基本原理是利用一个半桥电路，将输入电压分成两个互补的半周期信号，然后通过一个LC滤波器对其进行滤波。
滤波后的信号将作为开关管的控制信号，来完成功率因数的纠正。
下面是单级PFC电路的基本结构：1.输入级：单级PFC电路的输入级通常由一个整流桥和一个电容滤波器组成。
整流桥将输入的交流电压转换为直流电压，并经过电容滤波器以减小电压的纹波。
2.控制级：控制级通常由一个控制回路和一个功率开关组成。
控制回路通过监测输入电压和输入电流之间的相位差，来调节功率开关的导通角度。
控制回路通常使用PWM（脉宽调制）技术，通过调整开关管的导通时间来保持输入电流与输入电压之间的相位差接近零。
3.输出级：输出级通常由一个输出滤波器和一个直流电压稳压器组成。
输出滤波器用于减小输出电压的纹波，直流电压稳压器用于保持输出电压的稳定性。
1.改善电源因数：通过纠正输入电流与输入电压之间的相位差，单级PFC电路能够使电源因数接近1，有效地减小对电网的谐波干扰，提高系统的效率和可靠性。
2.降低能耗：当电源因数接近1时，电网上的功率因数校正装置不需要消耗额外的能量来纠正功率因数，从而降低了整个系统的能耗。
3.提高设备的寿命：电源因数的改善可以减小电网上的谐波干扰，降低电器设备的故障率，提高设备的寿命。
4.符合国际标准：很多国家和地区都对电源因数有相关的法规和标准要求。
通过使用单级PFC电路，可以满足这些法规和标准，确保产品的合法销售和使用。
1.成本：与传统的非纠正型电源相比，单级PFC电路的成本更高，主要是因为该电路需要额外的控制电路和滤波电路来实现功率因数的纠正。
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（ １ ． Ｚ ｈ ｅ ｎ ｇ ｚ ｈ ｏ ｕ Ｒ ａ ｉ ｌ ｗ ａ ｙ Ｖ ｏ ｃ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｌ ａ ｎ ｄ Ｔ ｅ ｃ ｈ ｎ ｉ ｃ ａ ｌ Ｃ ｏ ｌ ｌ ｅ ｇ ｅ ， Ｚ ｈ ｅ ｎ ｇ ｚ ｈ ｏ ｕ ４ ５ ０ ０ ５ ２ ， Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ； ２ ． Ｓ ｏ ｕ ｔ ｈ ｗ ｅ ｓ ｔ Ｊ ｉ ａ ｏ ｔ ｏ ｎ ｇ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ， Ｃ ｈ ｅ ｎ ｇ ｄ ｕ ６ １ ０ ０ ３ １ ， Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
（ １ ． 郑州铁路 职业技术学 院， 郑州 ４ ５ ０ ０ ５ ２ ； ２ ． 西南交通大学 电气工程学院 ， 成都 ６ １ ０ ０ ３ １ ）
摘 要 ： 通过在传统单级反激 Ｐ Ｆ Ｃ （ Ｐ ｏ ｗ ｅ ｒ Ｆ ａ ｃ ｔ ｏ ｒ Ｃ ｏ ｒ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ ） 变换器的二次侧加入由电容 和二极管组 成的谐振单 元 ， 实 现对 变
压器次级漏感能量 的再利用 ， 提高变换器效率 ， 而且有 效解决 了传统单 级反激变换 器开关 管、 输 出二极管 电压应 力较大 的问 题 。本文分析 了新型次级谐振单级反激 Ｐ Ｆ Ｃ变换器工作于 电感 电流断续模 式 Ｄ Ｃ Ｍ（ Ｄ ｉ ｓ ｃ ｏ ｎ ｔ ｉ ｎ ｕ ｏ ｕ ｓ Ｃ ｕ ｒ ｒ ｅ ｎ ｔ Ｍ ｏ ｄ ｅ ） 时的工作 模 态及其稳态工作特性 ， 与传统 型单级反激 Ｐ Ｆ Ｃ变换器进行对 比分析 ， 并将该 变换器应用 于 Ｌ Ｅ Ｄ驱 动 电路 。最后 ， 通过 实验验
Ａｂｓ ｔ ｒ ａｃ ｔ ： Ｔｈ ｅ ｒ ｅ ｓ ｏ ｎ ａ ｎ ｔ ｃ ｅ ｌ ｌ ｉ ｎ ｃ ｌ ｕ ｄ ｅ ｓ ａ ｃ ａ ｐ ａ ｃ ｉ ｔ ｏ ｒ ａ ｎ ｄ ａ ｄ ｉ ｏ ｄ ｅ ｉ ｓ ａ ｐ ｐ ｌ ｉ ｅ ｄ ｔ ｏ ｔ ｈｅ ｔ ｒ ａ ｄ ｉ ｔ ｉ ｏ ｎ ｌ ａ ｓ ｉ ｎ ｇ ｌ ｅ — ｓ ｔ ａ ｇ ｅ ｌｙ ｆ ｂ ａ ｃ ｋ ＰＦＣ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｔｅ ｒ ｒ， ｗｈ ｉ ｃ ｈ ｃ ａ ｎ ｉ ｍｐ ｒ ｏ ｖ ｅ ｅ ｆ ｆ ｉ ｃ ｉ ｅ ｎｃ ｙ ｂ ｙ ｒ ｅ ｃ ｙ ｃ ｌ ｉ ｎ ｇ ｔ ｈｅ ｅ ｎ ｅ ｒ ｇ ｙ ｏ ｆ ｔ ｈ ｅ ｓ ｅ ｃ ｏ ｎ ｄ ａ ｒ ｙ ｓ ｉ ｄ ｅ ｌ ｅ ａ ｋ ａ ｇ ｅ ｉ ｎｄ ｕ ｃ ｔ ａ ｎ ｃ ｅ ａ ｎ ｄ ａ ｌ ｌ ｅ ｖ ｉ ． ａ ｔ ｅ ｔ ｈ ｅ ｈ ｉ ｇ ｈ ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ ｓ ｔ ｒ ｅ ｓ ｓ ｏ ｆ ｔ ｈ ｅ ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ａ ｎ ｄ ｄ ｉ ｏ ｄ ｅ．Ｔｈ ｅ ｗｏ ｒ ｋ ｉ ｎｇ ｍｏ ｄ ｅ ｏ ｆ ｔ ｈ ｅ ｎ ｏ ｖ ｅ ｌ ｓ ｅ ｃ ｏ ｎ ｄ ａ ｙ ｒ ｓ ｉ ｄ ｅ ｒ ｅ ｓ ｏ ｎ ａ ｎ ｔ ｓ ｉ ｎ ｇ ｌ ｅ — ｓ ｔ ａ ｇ ｅ Ｆ ｌ ｙ ｂ ａ ｃ ｋ ＰＦＣ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ ｉ ｎ ＤＣＭ ｉ ｓ ａ ｎ ａ ｌ ｙ ｚ ｅ ｄ ａ ｎ ｄ ｔ ｈ ｅ ｓ ｔ ｅ ａ ｄ ｙ ｓ ｔ ａ ｔ ｅ ｃ ｈ ａ ｒ ａ ｃ ｔ ｅ ｉｓ ｒ ｔ ｉ ｃ ｉ ｓ ｓ ｔ ｕ ｄ ｉ ｅ ｄ ａ ｎ ｄ ｃ ｏ ｍｐ ａ ｒ ｅ ｄ ｗｉ ｔ ｈ
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第３ ８卷 第 ４期
２ ０ １ ５年 ８月
电 子 器 件
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新 型 次 级谐 振 单级 Ｐ Ｆ Ｃ Ｌ Ｅ Ｄ 驱 动 电源
杨 岳 毅 ， 曾怡 达 ， 李 郎 ， 何 林
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