LLC谐振变换器效率优化设计_胡海兵
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[8-16]
模态。 通过分析， 变换器在 ZVS 区域主要有 8 种运行 模态：P，O，PO，PON，PN，NP，NOP 和 OPO。 其中 P 模态最为简单。当 LLC 变换器的开关频率 工作在谐振频率( fs f r 1 / (2 Lr Cr ) )时， 该模态 为 P 模态，变换器只有一种谐振方式，其中变压器 激磁电感 Lm 始终被输出电压钳位，因而只有 Lr 和
目前通常采用基波近似方法undamentalharmonicapproximationfha来设计谐振变换器它把谐振腔电压和电流近似等效纯正弦量然后通过等效交流回路来获取电压增益的数学表达式但是实际设计时很难满足精确度的要求特别在宽范围电压输入工作频率变换范围很宽情况下
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第 33 卷 第 18 期 2013 年 6 月 25 日
Cr 参与谐振。半周期内设该模式为 P，此时 Q1、Q3
开通，Q2、Q4 关断，谐振电感电流 ir 和谐振电容电 压 uC 是标准正弦波；激磁电流 im 线性上升，一个 周期内激磁电流的波形是三角波，如图 3(a)所示。 半周期内 P 模式下，归一化的 ir、im、uC(电压量归 一化于 nUo，n 为变压器的匝比；电流量归一化于
nUo /Zr， Z r Lr / Cr 为谐振回路的特征阻抗)可以
1.5 ir
um
0.5 u/V, i/A
im
0.5
uC
P
1.5 0.0
0.5
1.0 / fn
1.5
2.0
(a) P 模式(fn1) 2 1 u/V, i/A im 0 ir 1 uC um
1 LLC 变换器工作模态和数学求解
整流器
il
P
O
N
Uin
Uo n
RL n2
2.5 0.0
0.5
1.0 / fn
1.5
2.0
im
(c) PON 模式(fn0.6)
图3 图.2 Fig. 2 LLC 变换器等效电路 Fig. 3 LLC converter equivalent circuit
一个开关周期内，LLC 的工作波形(m5，pon0.6) Operation waveforms of the LLC in one switching cycle with m5, pon0.6
Q1 Uin
parameters; converter; efficient; optimal design 摘要：由于 LLC 谐振变换器拓扑具有高效率和高功率密度 的优势，广泛应用于 DC-DC 变换器场合。但是由于谐振过 程分析的复杂性，关于谐振回路参数的选择，LLC 变换器 缺少一种明确的设计方法。 在基于工作模态以及谐振腔电流 分析的基础上， 提出峰值增益配置的优化设计法。 通过该方 法， 变换器可以在要求增益的范围内将导通损耗最小化。 搭 建一台 400W、400V 输出，25~38V 输入的 LLC 变换器。 为验证本文优化设计方法的正确性， 在减少谐振电容的同时 采用搜寻的方法依据优化原则重新选择 LLC 的其他参数， 实验结果表明， 提出的优化设计法具有更好的性能， 样机最 高效率超过 98%。 关键词：DC-DC 功率变换；谐振参数；变换器；效率；优 化设计
。由于缺乏有
效和精确的分析和设计工具，要获得更好的设计参 数和变换效率，往往需要通过电路仿真试凑的方 法，同时在这种设计中关键谐振 LC 参数也需要限 定一个范围和边界，因此难以实现谐振参数的优化 设计。文献[11]提出 LLC 变换器的优化方法，但该 方法是基于 FHA 模型的基础上，因此只能获得次 优的设计。 针对这种现状，本文提出一种基于电压增益的 谐振参数优化设计方法，在满足变换器电压增益的 前提下，使得变换器导通损耗最小。为获得较为精 确的最大负载电压增益随频率变化的关系曲线，本 文首先对变换器运行模态进行精确建模和求解，并 以此获得电压增益的数学解析式，然后通过配置最 大负载电压增益曲线来优化变换器的谐振参数设 计。 搭建一台 400W LLC 变换器样机对传统设计方 法和本文提出的谐振参数优化方法进行实验比较 验证。实验结果表明，本文提出的优化设计参数具 有更好的变换效率，最高效率超过 98%，从而验证 了所提出优化设计法的有效性。
LLC 谐振变换器效率优化设计
胡海兵，王万宝，孙文进，丁顺，邢岩
(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省 南京市 210016)
Optimal Efficiency Design of LLC Resonant Converters
HU Haibing, WANG Wanbao, SUN Wenjin, DING Shun, XING Yan
中
国 电 机 工 程 学 Proceedings of the CSEE 中图分类号：TM 46
报
Vol.33 No.18 Jun.25, 2013 ©2013 Chin.Soc.for Elec.Eng. 学科分类号：470·40
文章编号：0258-8013 (2013) 18-0048-09
文献标志码：A
0 引言
为了追求更高的功率密度和更小变换体积，变 换器的开关频率变得越来越高。然而，随着开关频 率的提高，开关损耗已经成为高功率密度变换器发 展的瓶颈之一。为此，国内外学者提出了许多新变 换器拓扑和关键控制技术来解决这个实际问题。其 中，适合宽电压或宽负载范围的 LLC 谐振 DC-DC 变换器具有自然软开关特性，能同时实现高功率密 度和高变换效率，倍受工业界和学术界的重视[1-4]。 全桥 LLC 谐振变换器如图 1 所示。谐振腔由 Lr、Lm 和 Cr 组成，激磁电感 Lm 是否参与谐振由电 路工作模态决定。谐振腔的工作模态不仅取决于变 换器的工作时刻点，而且还取决于变换器工作频率 和负载情况。因此，LLC 变换器的谐振特性较难精 确分析。 目前通常采用基波近似方法(fundamental harmonic approximation，FHA)来设计谐振变换器[5]。 它把谐振腔电压和电流近似等效纯正弦量，然后通 过等效交流回路来获取电压增益的数学表达式，但 是实际设计时很难满足精确度的要求，特别在宽范 围电压输入、工作频率变换范围很宽情况下。为了 提高 FHA 方法的精确性，一些学者采用三次谐波
ir
P
O
2 0.0
0.5
1.0 / fn
1.5
2.0
(b) PO 模式(fn0.7) 2.5 1.5 u/V, i/A 0.5 0.5 1.5 im ir uC um
某一时刻只能工作在 3 种模态中的一种，但是在一
Cr uc Lr
u Lr uLm Lm
(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion (Nanjing University of Aeronautics & Astronautics), Nanjing 210016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: The LLC resonant converter topology is widely used in DC-DC conversion applications due to its advantages in achieving high efficiency and high power density. However, due to the complexity in the analysis, the converter lacks a clear design guideline on the selection of resonant tank parameters. In this paper, an optimization method is developed based on the operation mode analysis and peak gain placement. Following this approach, the converter can minimize the conduction losses while maintaining the required gain range. A 400W, 400V output and 25~38V input LLC converter is built using the proposed method, As a comparison, the conventional searching method is used to reselect the LLC parameters for the same specifications, and the experimental results show that the optimal design has better performance and peak efficiency can reach over 98%. KEY WORDS: DC-DC power conversion; resonant
Q2
Q3
io D3 D4
Uo
图1 Fig. 1
全桥 LLC 谐振变换器
Full-bridge LLC resonant converter
第 18 期
胡海兵等：LLC 谐振变换器效率优化设计
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逼近法、 描述函数等方法[6-7]， 但这些本质都是通过 近似处理方法得到一些相对简单的解析解。其他设 计方法如相平面法或时域分析法是建立在有精确 电路特性描述的变换器模型基础上，但它们大多难 以直观解释，并且难以实际应用
50
中
国
电
机
工
程
学
报
第 33 卷
表示为
态下，当 O 模式结束时，um 降为nUo，二极管 D2
irPn ( ) I rPn sin( P0 ) imPn ( ) I mPn m 1 1 uCPn ( ) I rPn cos( P0 ) 1 M
和 D3 开通，Lm 被钳位在nUo。如图 3(c)所示，N 模式下，谐振回路电流 ir 按正弦波变化，并且其值
(1)
小于线性减小的 im。在 ir 和 im 再次相交之前，Q1、
Q3 已关断。在开关管关断的瞬间，由于输出电流不
为零，副边二极管有反向恢复损耗。此外电压增益 与开关频率的变化关系不再单调，此模式下增益曲 线可能到达峰值。 所以 LLC 谐振变换器可工作在该 模态，但是开关频率必须高于峰值增益点，否则变 换器将会出现闭环不稳定现象。 此峰值增益点是 ZVS/ZCS 的边界，在该边界 上，谐振电流 ir 在开关管开关瞬间达到零。用这种 零电流条件给峰值增益建立方程，进而可以求解相
irPn (0) irPn () imPn (0) imPn () u (0) u () CPn CPn
式中： 2frt ； m(LmLr) /Lr ； MnUo /Uin ； IrPn 为 P 模式下 Lr 正弦电流的归一化值； P0 为 irPn 的初
始相位；ImPn 为 P 模式开始时 Lm 的初始电流；相关 量的下标 P 表示这些量是指定用在 P 模式下的。 由 对称性可知，半个周期内ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱir、im、uC 的初始值和结 束值大小相等、方向相反，即
图 2 为 LLC 谐振变换器的等效电路模型， 该变 换器的基本工作模态有 3 种：1）当激磁电感 Lm 的 电压为箝位在输出电压 nUo 时，此时原边向副边输 送能量，定义为 P 模态；2）当激磁电感 Lm 的电压 幅值小于 nUo 时，此时原边不向副边传送能量，呈 断开状态，定义为 O 模态；3）当激磁电感 Lm 的电 压箝位于nUo 时，通过整流二极管，此时原边仍 然向副边传送能量，定义为 N 模态。虽然变换器在 个开关周期内，变换器可由一种模态切换到另一
基金项目：国家自然基金项目(51177070，51077071)。 Project Supported by the National Natural Science Foundation of China (51177070, 51077071).
Q4 Cr
ir Lr Lm im
n :1
D1
D2
模态。 通过分析， 变换器在 ZVS 区域主要有 8 种运行 模态：P，O，PO，PON，PN，NP，NOP 和 OPO。 其中 P 模态最为简单。当 LLC 变换器的开关频率 工作在谐振频率( fs f r 1 / (2 Lr Cr ) )时， 该模态 为 P 模态，变换器只有一种谐振方式，其中变压器 激磁电感 Lm 始终被输出电压钳位，因而只有 Lr 和
目前通常采用基波近似方法undamentalharmonicapproximationfha来设计谐振变换器它把谐振腔电压和电流近似等效纯正弦量然后通过等效交流回路来获取电压增益的数学表达式但是实际设计时很难满足精确度的要求特别在宽范围电压输入工作频率变换范围很宽情况下
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第 33 卷 第 18 期 2013 年 6 月 25 日
Cr 参与谐振。半周期内设该模式为 P，此时 Q1、Q3
开通，Q2、Q4 关断，谐振电感电流 ir 和谐振电容电 压 uC 是标准正弦波；激磁电流 im 线性上升，一个 周期内激磁电流的波形是三角波，如图 3(a)所示。 半周期内 P 模式下，归一化的 ir、im、uC(电压量归 一化于 nUo，n 为变压器的匝比；电流量归一化于
nUo /Zr， Z r Lr / Cr 为谐振回路的特征阻抗)可以
1.5 ir
um
0.5 u/V, i/A
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P
1.5 0.0
0.5
1.0 / fn
1.5
2.0
(a) P 模式(fn1) 2 1 u/V, i/A im 0 ir 1 uC um
1 LLC 变换器工作模态和数学求解
整流器
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2.5 0.0
0.5
1.0 / fn
1.5
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(c) PON 模式(fn0.6)
图3 图.2 Fig. 2 LLC 变换器等效电路 Fig. 3 LLC converter equivalent circuit
一个开关周期内，LLC 的工作波形(m5，pon0.6) Operation waveforms of the LLC in one switching cycle with m5, pon0.6
Q1 Uin
parameters; converter; efficient; optimal design 摘要：由于 LLC 谐振变换器拓扑具有高效率和高功率密度 的优势，广泛应用于 DC-DC 变换器场合。但是由于谐振过 程分析的复杂性，关于谐振回路参数的选择，LLC 变换器 缺少一种明确的设计方法。 在基于工作模态以及谐振腔电流 分析的基础上， 提出峰值增益配置的优化设计法。 通过该方 法， 变换器可以在要求增益的范围内将导通损耗最小化。 搭 建一台 400W、400V 输出，25~38V 输入的 LLC 变换器。 为验证本文优化设计方法的正确性， 在减少谐振电容的同时 采用搜寻的方法依据优化原则重新选择 LLC 的其他参数， 实验结果表明， 提出的优化设计法具有更好的性能， 样机最 高效率超过 98%。 关键词：DC-DC 功率变换；谐振参数；变换器；效率；优 化设计
。由于缺乏有
效和精确的分析和设计工具，要获得更好的设计参 数和变换效率，往往需要通过电路仿真试凑的方 法，同时在这种设计中关键谐振 LC 参数也需要限 定一个范围和边界，因此难以实现谐振参数的优化 设计。文献[11]提出 LLC 变换器的优化方法，但该 方法是基于 FHA 模型的基础上，因此只能获得次 优的设计。 针对这种现状，本文提出一种基于电压增益的 谐振参数优化设计方法，在满足变换器电压增益的 前提下，使得变换器导通损耗最小。为获得较为精 确的最大负载电压增益随频率变化的关系曲线，本 文首先对变换器运行模态进行精确建模和求解，并 以此获得电压增益的数学解析式，然后通过配置最 大负载电压增益曲线来优化变换器的谐振参数设 计。 搭建一台 400W LLC 变换器样机对传统设计方 法和本文提出的谐振参数优化方法进行实验比较 验证。实验结果表明，本文提出的优化设计参数具 有更好的变换效率，最高效率超过 98%，从而验证 了所提出优化设计法的有效性。
LLC 谐振变换器效率优化设计
胡海兵，王万宝，孙文进，丁顺，邢岩
(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省 南京市 210016)
Optimal Efficiency Design of LLC Resonant Converters
HU Haibing, WANG Wanbao, SUN Wenjin, DING Shun, XING Yan
中
国 电 机 工 程 学 Proceedings of the CSEE 中图分类号：TM 46
报
Vol.33 No.18 Jun.25, 2013 ©2013 Chin.Soc.for Elec.Eng. 学科分类号：470·40
文章编号：0258-8013 (2013) 18-0048-09
文献标志码：A
0 引言
为了追求更高的功率密度和更小变换体积，变 换器的开关频率变得越来越高。然而，随着开关频 率的提高，开关损耗已经成为高功率密度变换器发 展的瓶颈之一。为此，国内外学者提出了许多新变 换器拓扑和关键控制技术来解决这个实际问题。其 中，适合宽电压或宽负载范围的 LLC 谐振 DC-DC 变换器具有自然软开关特性，能同时实现高功率密 度和高变换效率，倍受工业界和学术界的重视[1-4]。 全桥 LLC 谐振变换器如图 1 所示。谐振腔由 Lr、Lm 和 Cr 组成，激磁电感 Lm 是否参与谐振由电 路工作模态决定。谐振腔的工作模态不仅取决于变 换器的工作时刻点，而且还取决于变换器工作频率 和负载情况。因此，LLC 变换器的谐振特性较难精 确分析。 目前通常采用基波近似方法(fundamental harmonic approximation，FHA)来设计谐振变换器[5]。 它把谐振腔电压和电流近似等效纯正弦量，然后通 过等效交流回路来获取电压增益的数学表达式，但 是实际设计时很难满足精确度的要求，特别在宽范 围电压输入、工作频率变换范围很宽情况下。为了 提高 FHA 方法的精确性，一些学者采用三次谐波
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(b) PO 模式(fn0.7) 2.5 1.5 u/V, i/A 0.5 0.5 1.5 im ir uC um
某一时刻只能工作在 3 种模态中的一种，但是在一
Cr uc Lr
u Lr uLm Lm
(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion (Nanjing University of Aeronautics & Astronautics), Nanjing 210016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: The LLC resonant converter topology is widely used in DC-DC conversion applications due to its advantages in achieving high efficiency and high power density. However, due to the complexity in the analysis, the converter lacks a clear design guideline on the selection of resonant tank parameters. In this paper, an optimization method is developed based on the operation mode analysis and peak gain placement. Following this approach, the converter can minimize the conduction losses while maintaining the required gain range. A 400W, 400V output and 25~38V input LLC converter is built using the proposed method, As a comparison, the conventional searching method is used to reselect the LLC parameters for the same specifications, and the experimental results show that the optimal design has better performance and peak efficiency can reach over 98%. KEY WORDS: DC-DC power conversion; resonant
Q2
Q3
io D3 D4
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图1 Fig. 1
全桥 LLC 谐振变换器
Full-bridge LLC resonant converter
第 18 期
胡海兵等：LLC 谐振变换器效率优化设计
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逼近法、 描述函数等方法[6-7]， 但这些本质都是通过 近似处理方法得到一些相对简单的解析解。其他设 计方法如相平面法或时域分析法是建立在有精确 电路特性描述的变换器模型基础上，但它们大多难 以直观解释，并且难以实际应用
50
中
国
电
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工
程
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第 33 卷
表示为
态下，当 O 模式结束时，um 降为nUo，二极管 D2
irPn ( ) I rPn sin( P0 ) imPn ( ) I mPn m 1 1 uCPn ( ) I rPn cos( P0 ) 1 M
和 D3 开通，Lm 被钳位在nUo。如图 3(c)所示，N 模式下，谐振回路电流 ir 按正弦波变化，并且其值
(1)
小于线性减小的 im。在 ir 和 im 再次相交之前，Q1、
Q3 已关断。在开关管关断的瞬间，由于输出电流不
为零，副边二极管有反向恢复损耗。此外电压增益 与开关频率的变化关系不再单调，此模式下增益曲 线可能到达峰值。 所以 LLC 谐振变换器可工作在该 模态，但是开关频率必须高于峰值增益点，否则变 换器将会出现闭环不稳定现象。 此峰值增益点是 ZVS/ZCS 的边界，在该边界 上，谐振电流 ir 在开关管开关瞬间达到零。用这种 零电流条件给峰值增益建立方程，进而可以求解相
irPn (0) irPn () imPn (0) imPn () u (0) u () CPn CPn
式中： 2frt ； m(LmLr) /Lr ； MnUo /Uin ； IrPn 为 P 模式下 Lr 正弦电流的归一化值； P0 为 irPn 的初
始相位；ImPn 为 P 模式开始时 Lm 的初始电流；相关 量的下标 P 表示这些量是指定用在 P 模式下的。 由 对称性可知，半个周期内ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱir、im、uC 的初始值和结 束值大小相等、方向相反，即
图 2 为 LLC 谐振变换器的等效电路模型， 该变 换器的基本工作模态有 3 种：1）当激磁电感 Lm 的 电压为箝位在输出电压 nUo 时，此时原边向副边输 送能量，定义为 P 模态；2）当激磁电感 Lm 的电压 幅值小于 nUo 时，此时原边不向副边传送能量，呈 断开状态，定义为 O 模态；3）当激磁电感 Lm 的电 压箝位于nUo 时，通过整流二极管，此时原边仍 然向副边传送能量，定义为 N 模态。虽然变换器在 个开关周期内，变换器可由一种模态切换到另一
基金项目：国家自然基金项目(51177070，51077071)。 Project Supported by the National Natural Science Foundation of China (51177070, 51077071).
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