分立式D类功率放大器的设计

分立式D类功率放大器的设计
夏守行
（浙江工贸职业技术学院电子工程系，浙江温州325003）
（温州市府东路717号xiasing3@）
摘要：文章依据D类功率放大器构成原理，设计了一种分立式D类功率放大器，主要由音频前级放大、三角波产生、PWM形成、驱动、桥式开关和滤波等电路组成。

功率开关采用桥式，以载波相移的控制方法，实现了三角载波的等效增频，降低了开关损耗和谐波。

关键词：D类功率放大器；载波相移；三角载波；开关损耗
音频功率放大器简称功放，以电路形式对功放划分，有A、B、AB、D、G、H、S、T等多种音频功率。

A类功放效率最低，但音质较好，一般只适用于发烧级用户。

AB类功放应用最多，但其效率一般在50%以下，随音量而变化。

而D类功放的效率能轻松做到80%以上，应用愈来愈广。

不过常见的D类功放，一般为集成芯片为多，而对于许多的初学者和喜欢动手设计的爱好者，总想自己亲手设计整个D类功放电路，下面就此设计一个分立式的D类功放，并简要分析了其工作原理。

1 分立式D类功放原理框图
整体电路框图如图1所示，输入的模拟音频信号经两个前级放大电路后，分两路分别与三角波产生器送来的三角波信号进行比较，产生两路PWM 信号，经驱动电路处理，分别去控制桥式开关电路的两个半桥开关，进行功率放大，最后经LC滤波器滤波，还原出音频信号，并送回反馈信号到前置放大电路，以减小失真。

图1分立式D类功放原理框图
前置放大电路输出是两个相位相同的音频信号，而三角波产生器输出的是两个相位相反的信号，以便于载波相移调制。

电路只要对输入稍作修改，即可变成双声道功放，但为半桥输出。

2 音频前级放大电路
电路如图2所示，为两个相同的反相比例放大电路，电压放大倍数A V= - R5/R4= - 5，一般音频设备线路输出电压幅度均较大，其有效值通常能达几百毫做以上，因此电路电压放大倍数不要太大，以免不匹配，改变R5的阻值，可改变电压放大倍数。

RP1和RP2是双连音量电位器。

图2 音频前级放大电路
音频前级放大电路主要的任务是放大输入的音频信号，以便与后面的三角波比较，须要注意的是输出的音频信号幅度不能超过三角波的幅度，否则会产生严重的音频失真。

电路反馈端接至桥式开关电路，对音频的失真和输出的直流电位稳定起一定的改善作用。

由于音频信号的频率较低，小于20KHz，运算集成芯片用LM358、TL082等均可以。

3 三角波产生电路
图3 运放构成的三角波产生电路
三角波产生电路的要求较高，首先振荡频率较高，再次是波形线性要好，并且稳定，这对最后输
出的音频失真影响很大，如用集成运放构成的积分电路产生三角波，其典型电路如图3所示，芯片采用高速运放AD827，其单位增益带宽为35MHz。

而常用的NE5532只有10MHz，如用在这里，会显得较勉强，波形质量也不够好。

调节RP3可调节三角波频率，DW1和DW2为稳压二极管，在这里的作用是限幅，也使输入至U2B的方波波形变好。

图4 ICL8038三角波产生电路
而采用专用波形产生集成ICL8038是较好的方法，电路如图4所示。

ICL8038能产生正弦波、三角波、方波等三种波形，分别从其第2、3、9脚输出。

RP5调节波形对称度，RP6和RP7调节正弦波的失真度，RP4调节三角波形频率，C11是振荡电容，如果调节RP4，三角波频率达不到要求时，可更换C11的电容量，其电容量越小，振荡频率越高。

图5 三角波处理电路
由于PWM形成电路需两个相位相反的三角波，而且三角波与音频信号比较时，还需把音频信号置于三角波中间，即三角波和音频波的直流电位相等，因此还需一个三角波处理电路，如图5所示。

U4A构成同相电压跟随电路，R25~R28的阻值均相等，电路电压放大倍数为1，没有放大，但输出的三角波直流电位为零，与图2电路的音频波直流电位相等。

U4B构成反相电压跟随电路。

J3和J4输出的三角波相位是相反的，改变R25和R33的阻值，可改变三角波输出的幅度。

4 载波相移PWM形成原理
PWM1形成电路如图6所示，比较器U5A的同相端接音频1，其反相端接三角波1，PWM2形成电路与图6是基本相同的，不同的是音频2接比较器的反相端，三角波2接比较器的同相端。

图6 PWM形成电路
LM219为高速比较器，其响应时间只有约80ns，内部有两个比较器，输出为集电极开路型，应用时需接上拉电阻R36。

U6为高速COMS六非门电路，U6对PWM波形进行整形。

R45、R3、C25等构成死区时间形成电路，当U6B输出高电平时，因R3、C25的存在，需要充电而产生延迟，U6C 输入端得到高电平时间会延迟，当U6B输出低电平时，D3导通，使C25电荷快速放电，U6B输出的低电平传输基本不产生延迟。

J6的1、2端分别输出两个相位相反的PWM1波。

图7 载波相移PWM形成原理
载波相移PWM1形成原理如图7所示。

简单地说，所谓的载波相移，就是多个频率相同，但相差一定角度的三角载波调制同一个调制波（音频波），本电路采用两个载波。

载波相移的好处是输出载波频率会增频，换句话说，载波频率可用选低一些，可降低未级功放的开关损耗，以提高效率。

调试方法：（1）音频波可临时输入正弦波，如果电路连接正确，正弦波会刚好处于三角波中间。

（2）音频波不输，即音量调至最小，观察U5A的12脚方波输出占空比基本上为50%。

PWM2形成电路调试方法与PWM1形成电路是相同的。

在这里PWM1、PWM2是分别控制后面全桥的左桥和右桥的开关，左桥和右桥输出的波形形状分别与PWM1、PWM2的波形相同，只是放大了功率。

当桥输出时，是左桥与右桥的输出相减，由图7可看出桥输出是三个电平的输出，但等效载波频率加倍，这更会利于滤波。

5 左桥驱动与输出电路
左桥驱动，以及输出电路如图8所示，与右桥是相同的。

图中TLP705是功率MOSFET的栅极光耦驱动器，其峰值输出电流为0.45A，最高工作频率为250KHz，传输延迟时间最大值只有200ns。

J6与J7按引脚号对应接的，R38、R38是限流电阻，U7的1、3脚间内部是红外发射管，其极限电流为20mA，D1和C21是自举电路，为U7供电。

图8 左桥驱动与输出电路
D类功放最后桥电路的功率MOSFET管要求较高，主要有两点：一是开关速度要快，因D类功放的载波频率（即开关频率）在半桥形式输出时，通常达100KHz以上，以方波的波形上升沿时间占高电平时间的1/50计算，上升时间t r或下降时间t f 至少要小于100ns，该时间越长，功率MOSFET管的发热量越大，甚至无法工作；二是通态电阻要小，这也直接关系到功率MOSFET管的发热量问题。

本电路的功率MOSFET管选用IRFB4019，为D类功放常用的管子，其耐压150V，通态电阻80mΩ，其t r（或t f）大约10ns，总栅极电荷量Q g 为13nC，Q g参数关系到延迟时间和t r、t f。

例如当V2的Q g越大，则当U8输出高电平时，须更长时间、更多电荷对栅级电容充电，才能使V2导通，同样U8输出低电平时，由于栅级电荷较多，也须更长时间才能把栅极电荷泄放掉。

因此如果要使开关管开关速度更快，一要选用Q g更小的管子，二要选用驱动电流大的芯片。

6 D类功放输出谐波分析
D类功放是音频波与三角载波比较波形，再经放大后的结果，未极的半桥或全桥输出的波形，将既有音频波，又有载波，还有各次谐波，经LC或RLC滤波器后，负载得到主要成分才是音频波，了解输出波形成分，将有利于选择三角载波的频率，以及设计滤波器。

正弦波方程为
)
sin(
s
s
ϕ
ω+
=t
M
u（1）
上式中M为调制度，即正弦波与三角载波的幅度比值，三角波1方程为
⎩
⎨
⎧
<
≤
-
<
≤
+
=
π
0,π/
2
1
π-,π/
2
1
c
c
c
c
c1t
t
t
t
u
ω
ω
ω
ω
（2）
（1）与（2）式比较，产生方波PWM1。

用傅立叶和贝塞尔公式对PWM1波展开，得音频成分为E.M sin(ωs t+φ)，E为电源电压，谐波分量为nωc±kωs，n=1，3，5，…时，k=0，2，4，…；n=2，4，6，…时，k=1，3，5，…。

则左桥输出PWM波滤波前频谱如图9所示。

f / KHz f / KHz
300
200
100
0300
200
100
k=2
k=0
f s=10KHz
f c=100KHz
k=4
f c=120KHz
f s=20KHz
F
F
T
100
n=1
n=2
k=0
k=2
k=4
(a) 载波比=10(b) 载波比=6
k=2
k=4
图9 左桥输出滤波前谐波分析
图9（a）所示为三角载波100KHz，音频波10KHz时的频谱图，即载波比为10。

当n=1时，为最低谐波组，有k=0，2，4，…。

其中k=0的谐波频率为100KHz，且幅度最大，以此为中心，向低端的谐波还有80KHz，60KHz，…等，幅度减小很快；向高端的谐波还有120KHz，140KHz，…等。

同理当n=2时，也有类似的许多谐波。

由于人耳听觉最高频率大约为20KHz，因此选择三角载波的频率时，要保证产生的较大幅度的谐波频率不低于20KHz，其中最低谐波组的频率是最靠近人耳听范围的，因此只须考虑最低谐波组的低端谐波即可，高端的谐波一般能被后级的滤波器滤除。

图9（b）所示，音频波为20KHz，载波为120KHz，则最低谐波组的中心谐波频率为120KHz，这个谐波幅度最大，k=2、4、6时往低端谐波频率分别为80KHz、40KHz、20KHz等，那么20KHz的谐波刚好落入人耳听觉范围内而引起失真，但计算表明，k=6的谐波幅度很小可忽略。

因此半桥输出的D类功放，三角载波最低频率大约100KHz~120KHz。

D功放桥式输出时，实际是两个半桥的差，同
理可得音频成分为2E .M sin(ωs t+φ)，音频幅度增大2倍，功率增大了。

谐波分量为n ωc ±k ωs ，没有n =1，3，5，…的谐波，n =2，4，6，…时，k =1，3，5，…。

全桥输出PWM 波滤波前频谱如图10所示。

最低谐波组为2ωc ±k ωs ，显然，最低组谐波中心频率增大了两倍，即实现了载波的等效增频。

图10（b ）所示，音频为20KHz ，三角载波频率70KHz ，则k =1，3，5的低端谐波频率分别为120KHz ，80KHz ，40KHz 。

因此全桥输出的D 类功放，当采用载波相移调制时，三角载波最低频率大约60KHz~70KHz 。

采用载波相移的全桥D 类功放，不但能实现载波的增频，而且其高次谐波幅度也比较小，电磁辐射干扰也将更小。

0 100
F F T
300
200 100 0
300
200 100 0
n=2 k=1 k=3
f / KHz
f / KHz
(a) 全桥输出，载波比=10
(b) 全桥输出，载波比=3.5
f c =100KHz f s =10KHz f s =20KHz f c =70KHz k=1
k=3 k=5
图10 全桥输出滤波前谐波分析
7 实验结果
对于小信号处理部分的电源电压±Vcc 可选用
±5V ，以便于各级电路的匹配连接。

光耦驱动的-12V ，由地线0V 经三端集成稳压LM7812输出-12V ，即LM7812的输入端、公共端、输出端分别接电路的地线、-24V 、-12V 。

未级桥电路电源用双电源供电，半桥输出时可省去隔直电容。

未级地线
不要与前部的小信号部分（特别是输入级）的地线混接，最好是各单元的电源地线要单独直接连至电
源主滤波电容的地端。

桥式单声道输出时，载波为65KHz ，双声道半桥输出时，载波频率为120KHz 。

测试电路板与波形如图11所示。

如果载波选高一
些，波形也会更好一些。

(a) 焊接完成的电路板
(b) 载波与信号的比较图
(c) 1KHz 输出波形
(d) 15KHz 输出波形
时间（20μs/格） 电压（0.5V /格）
时间（20μs/格） 时间（200μs/格） 电压（5V /格）
电压（5V /格）
图11 实验和测试结果
8 结语
通过分立式D 类功率放大器的制作，了解和学习的知识内容有：集成运放的放大、比较、波形发生器等应用；数字门电路；光耦集成；开关功率放大；功率MOSFET ；LC 滤波器；等。

因为电路单元较多，还要学习一定的电子工艺，电路性能才会更好。