基于UCC3818A的600W APFC电源设计

基于UCC3818A的600W APFC电源设计
张兴;秦会斌;郭石磊
【摘要】介绍了应用于电动观光车充电器前级的一种APFC (Active Power Factor Correction)方案.基于UCC3818A控制电路,选用Boost拓扑,采用平均电流控制方式实现了电路设计.对电路工作原理和各部分功能设计做了简要的分析.实验表明,在600 W时PF(Power Factor)值能够达到0.984以上,该方案具有一定的应用参考价值.
【期刊名称】《微型机与应用》
【年(卷),期】2015(034)006
【总页数】4页(P23-25,28)
【关键词】APFC;UCC3818A;Boost;PF
【作者】张兴;秦会斌;郭石磊
【作者单位】杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,浙江杭州310018;杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,浙江杭州310018;杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,浙江杭州310018
【正文语种】中文
【中图分类】TN402
对于一款功率因数大于0.9的观光电动车充电器，采用传统的不控二极管整流
+DC/DC变换器显然不能满足要求。

无源功率因数通常只能校正到0.8左右，而且谐波含量仅能降低50％左右［1］。

有源功率因数校正（APFC）技术通过控制
开关器件构成开关电路对输入电流的波形进行控制，它可以使输入电流波形跟踪输入电压波形而获得接近于1的功率因数，谐波含量也降低至5％以下。

在APFC的各种控制方式中，平均电流控制方式电流环有较高的增益带宽，对噪声不敏感、稳定性高，得到了广泛应用［2］。

采用平均电流控制APFC+DC/DC变换器可以满足设计要求。

德州仪器的UCC3818A系列提供了APFC预调节器所需的全部必要功能，同时还具有低启动电流、低功耗、过压保护、低压锁存检测电路等功能，可以提高电路的可靠性和安全性。

本文针对UCC3818A构成的 Boost开关拓扑实现的 600 W APFC电路进行介绍。

主要参数如下：输入电压AC 85 V～265 V；输
出电压DC 380 V±1％；输入功率因数 0.9以上；满载效率94％以上。

UCC3818A是一款基于BiCMOS工艺，平均电流模式的升压控制器，用于高功率因数和高效率的电源设计［3］。

图1为其内部结构原理图。

引脚 15（VCC）和
引脚 1（GND）分别为供电电源接口和地，引脚 9（VREF）为系统电路提供一个7.5 V的参考电压。

引脚12（RT）和引脚14（CT）用来设定电路的开关频率。

引脚10（OVP/EN）为过压保护和使能引脚，通过外部的一个分压电路来设置过压
保护点。

引脚2（PKLMT）为峰值电流限制检测引脚。

引脚11（VSENSE）为输
出电压检测引脚，引脚 4（CAI）为电流放大器的反相输入端，引脚8为前馈电压端。

引脚6 （IAC）是模拟乘法器的一个输入端，它输入的是瞬态母线电压的一个等比例的电流。

引脚3（CAOUT）是宽带宽运算放电器的输出端，用来检测母线
的电压并且通过决定PFC调制器的波形宽度来确定占空比。

引脚16 （DRVOUT）是开关的驱动端，升压开关的输出驱动是一个图腾柱的MOSFET栅极驱动。

引脚
5（MOUT）是模拟乘法器的输出端，也是电流放大器的反相输入端。

引脚13（SS）为软启动控制端，在使能情况下，SS用一个电流源给一个外部电容充电。

这个电压作为启动时的电压误差信号，确保PWM占空比缓慢增加。

引脚7（VAOUT）是比例放大器的输出引脚，它管理输出电压，由电压误差放大器构成
的电压环路来使有源功率因数校正电路输出稳定的电压，由电流误差放大器构成的电流控制环路来使电流波形接近于正弦波。

乘法器能够合理地工作是设计的关键，UCC3818A的乘法器的输出是代表所需要的输入电流的一个信号，它同时也是电
流放大器的输入端，其设定电流环控制输入电流从而得到高功率因数。

主功率变换电路如图2所示，IAC端的输入电流和母线电压等比例，其作为基准
电流。

电感电流经过R23转换为电压信号，由CAI检测且与乘法器输出作比较后，通过电流误差放大器被平均化处理。

放大后的平均电流误差与锯齿波信号进行比较后，为开关管Q6提供PWM驱动信号，并决定了其应有的占空比，使电感电流
逼近电感平均电流。

2
2.1 BOOST电感设计
输入功率最大和输入电压最低时，流经电感的电流最大，此时的纹波电流也最大，它必须满足设计要求。

最大占空比为：
满载时输入电流的有效值为：
按设计经验取最大纹波电流：
由于PFC电路的输入电流含有大量的高频纹波电流，输入电流的纹波过高会增加
输入滤波器的负担；由于高频纹波电流叠加在电感电流上，因此功率器件的容量是峰值电感电流加上1/2的纹波电流峰值；过小的电感值容易使PFC电路电感电流
在不连续状态下工作［4］。

考虑到上面三个方面的原因，升压电感所需要电感量为：
其中，fs为开关频率，fs=100 kHz；铁硅铝磁芯具有在大电流下不易饱和及低损
耗的特点［5］，所以本设计采用铁硅铝磁芯。

按照电感磁芯的选择因子LI2并经
验证可以选择适合的铁硅铝磁芯型号77191。

2.2 输出电容设计
功率容量和电压的范围及在AC掉电后需要给负载维持的时间△t决定了输出电容
的大小。

其公式为：
在实际应用中，由于输出纹波电压限制了输出电容的 ESR（Equivalent Series Resistance），所以计算出来的电容值往往是不够用的。

增添一些低ESR值的电
容在使用大ESR电容时是必须的。

2.3 电压环补偿电路设计
母线二次谐波频率在输出电容上产生纹波，进而造成谐波失真。

这个纹波通过一个误差放大器反馈回去并以三次谐波纹波的形式在乘法器的输入端口表现出来。

为了增加稳定性和衰减该纹波造成的总谐波失真，电压环必须要补偿，补偿电路如图3所示。

首先要决定允许输出电容上有多大的纹波，然后再设计补偿网络来得到所需要的谐波失真（允许电压环有0.75％的谐波失真）。

峰值二次谐波电压可以由下
面公式得出：
其中，fR为二次谐波的频率。

增益可以由下式得出：
由 RIN、CF、CZ和 RF来组成这个滤波电路，其中 RIN是输入阻抗。

电容Cf是
由下式决定的：
电阻Rf设定了误差放大器的DC增益并且决定了误差放大器极点的频率。

通过设
定环路增益的方程等于1来找到极点的位置。

这个频率和输入功率有关，可以通
过下式计算出：
解出Rf为：
因为电压放大器的低输出阻抗，增加电容CZ和RF串联来减少电压分压器的动态
负载。

为了保证电压环穿越 fVI，选择 CZ在 fVI/10处增加一个零点。

对于该设计，CZ取2.2μF。

下面的公式可以用来计算 CZ。

2.4 电流环补偿电路设计
电流环补偿电路如图4所示，功率级的增益为：
其中，VP是振荡斜坡的电压摆幅，对于UCC3818A来说是4 V。

设置交越频率为
1/10的开关频率，这需要一个功率级的增益，在该频率点为0.383。

为了使系统
在交越频率点获得增益为1，电流放大器需要在该频率下获得1/GID的增益。

定
义GEA为电流放大器的增益：
电流放大器的增益为Rf/RI，因此：
在交越频率处设置一个零点，并在开关频率的一半处设置一个极点来完成电流环的补偿。

2.5 乘法器设计
乘法器的输入端是 VAOUT、IIAC和 VVFF。

乘法器的输出端可以由式（18）表示：其中，K是一个常量，等于1/V。

式（18）可以用来计算 VFF引脚的电阻（RVFF），进而完成功率限制功能。

其中，VIN（min）是输入电压最小有效值，RIAC是连接在 IAC引脚和整流后母
线的总的电阻。

因为VFF电压是从母线电压上得到的，所以其必须要经过很好的滤波来降低经整
流后的120 Hz的母线电压造成的谐波失真。

一个单极性的滤波器对于该设计来说就能够完成任务。

假设对于二次谐波来说分配1.5％的输入总谐波失真，并且二次谐波的纹波占输入AC母线的66％，那么次谐波的衰减量应该为：
120 Hz的纹波需要衰减0.022，这就需要滤波器的极点频率为：
下式可以计算构造低通滤波器的电容 CVFF的大小。

RMOUT是由经过采样电阻到最大的乘法器电流的最大电流决定的。

最大的乘法
器电流 IMOUT（max）可以由以下式求出：
RMOUT可以由下式得出：
使用Tektronix DPO4054数字示波器和Chroma 66202电参量测试仪对电路进
行测试。

测试场景如图5所示，可以看到此时的输出电压是378V，输出电流是1.59 A，那么输出功率为601W。

此时的输入参数如图6所示，其输入功率为
638.16W（含10W辅助电源输入功率），输入PF为0.984 4，输入电压为AC 220 V，输入电流为2.94 A，效率为94.2％，满足设计要求；如果除去辅助电源引起的功率因数丢失，那么PF会更加接近于1。

图7为输入电压（上）和电流（下）的波形图，可以看到电流波形较紧地跟随着电压波形。