Boost电路解析
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BOOST变换器
报告人：王同新
2003年12月
1.BOOST变换器的电路拓扑
2.BOOST变换器的工作原理
当晶体管导通时，二极管截止 (t=0~DTs)，输入电压Vs向能量传递电 感L充磁，负载电压Vo靠滤波电容C维持； 当晶体管截止时，二极管导通 (t=DTs~Ts)，电感把前一阶段贮存的能 量全部释放给负载和电容．显然，晶体 管导通的时间越长，即D越大，负截获 得的能量越多，输出电压越高。
PCOND RDS (on) K I RMS
這 這儿的K是厂商提供的RDS(on)与結溫曲線的溫度系 數﹒計算這些損耗並劃出与開關頻率的曲線﹐以便于設計者 決定是否厂商的元件此開關頻率下有最好的性能﹐或者是否 開關頻率對特定的功率開關有最小的損耗﹒
23.軟啟動
軟啟動線路用于防止開机時輸出電壓的過沖﹒這是通 過讓電壓放大器的輸出慢慢增加從而讓PWM的占空比慢慢增 加來實現的﹒可以按照以下算式來計算軟啟動Pin腳的電容﹒
16.UCC3818 Block Diagram
17.UCC3818 极限參數
供应电压VCC………………… ………… ……… ……… ……………18V
门驱动电流(連續值)：…………… ………… ………… ……………0.2A 门驱动电流，50％的占空比……………………… ………… ………1.2A 输入电压CAI﹐MOUT﹐SS：…………… ………… ……… …………8V 输入电压PKLMT:…………………… ………… ………… ……………5V 输入电压VSENSE、OVP/EN:…………………………… ……………10V 输入电流RT、IAC、PKLMT…………………………… ……………10mA 输入电流Vcc(no switching)…………………………… ……………20mA 最大负向电压DRVOUT、PKLMT、MOUT………… ……… ………-0.5V
功率损耗…………………………………………………………………1W
18.UCC3818管腳圖
19.管腳功能
1.GND:所有的电压都以此PIN為参考电压。VCC和REF要用 一个0.1UF或更大的电容直接串接到地.
2. PKLMT（PFC峰值電流限制）﹕峰值電流限制的門限電 壓為0V﹒從電流檢測電阻的負端接一個電阻到VREF,在 PKLMT得到一個分壓﹐這樣就可以通過電流檢測電阻和 接到VREF的電阻來設定峰值電流的限制﹒峰值電流限 制當PKLMT的電壓由正端過零時動作﹒
8.BOOST变换器DCM稳态分析
由电感电压伏秒平衡原理有:
Vs D1Ts (Vo Vs ) D2Ts
得:
Vo D1 D2 M Vs D2
DCM模式下，Boost变换器的稳态电压变比仍 永远大于1，但M不但与导通比D1有关，也与D2有 关，而D2取决于电路参数。
9.DCM主要参量的稳态波形
管腳功能（續）
11. VSENSE﹕（電壓放大器的反向輸入端）正常情況下此 Pin与補償网絡和BOOST變換器輸出的分壓网絡相聯﹒ 12. RT（設定振盪充電電流）在RT到地串接一個電阻來設定 振蕩器的充電電流﹒推荐使用10K~100Kohm的電阻﹒此PIN 正常時的電壓為3V. 9. VREF﹕（參考電壓輸出）VREF是精确到7.5V的電壓基准 輸出﹒這個輸出對于周邊電路和內部短路電流限制可以提供 20mA的電流﹒VREF在VCC電壓低于UVLO門坎電壓時保持在 0電位的無效狀態﹒為了更好的穩定性直接在VCC到GND串接 一個0.1uF或者更大的電容﹒VREF電壓与VCC和IVREF的關系 如下﹕
11.DCM与CCM模式的稳态电压变比曲线
12.DCM与CCM的临界条件
i I s 是连续与不连续导电模式的分界条件，则有：
Vo Vs D1Ts Is M i R 2L
可得BOOST变换器连续与不连续导电模式的临界条件为：
K crit
2L M 1 RTs M3
K crit D1 (1 D1 ) 2
這里﹐QGATE是總的柵极電荷﹐VGATE是柵极驅動電壓﹐fs是時 鐘頻率﹐COSS是MOSFET的漏极電容﹐IL是電感的峰值電 流﹐tON和tOFF是開關時間﹐VOFF是截止時開關兩端的電壓﹐ 這時VOFF=VOUT﹒
功率開關的選擇（續）
傳導損耗可以由開關的導通阻抗RDS(on)和方波的有效值計 算﹒ 2
6.CCM Boost变换器电感电流纹波
电感电流纹波 I （峰值到平均值）为：
Vs i DTs 2L
峰－峰值为：
iPP
Vs DTs L
假设效率为１，则输入输出的电流比为：
Io ' MI D 1 D IS
7.DCM MODE
当电感L较小，或电阻R较大，或开关颇率fS较低时， BOOST变换器也将工作在不连续导电模式下，如下图：
I MOUT
(VVAOUT 1) I IAC 2 K VVFF
管腳功能（續）
6. IAC:(与输入电压成比例的電流)输入到模拟乘法器的是一 个和线性电压成比例的电流。这个乘法器要求从电流的输入 到输出只能有很小的失真。建议最大的IIac是500uA.
7. VAOUT﹕（電壓放大器輸出）此PIN是調整輸出的放大器 的輸出﹒電壓放大器的輸出在內部被限制在5.5V以防止過 沖﹒ 8. VFF﹕（前向反饋電壓）電壓的有效值信號通過IIAC的1/2 電流鏡向產生從而形成一個單极點的外部濾波器﹒在低電壓 時﹐VFF電壓應是1.4V﹒ 10. OVP/EN﹕(過壓/使能)如果BOOST輸出電壓高于設定的 電平或者PFC輸出驅動和Soft start复位的情況下將此Pin拉到 典型值1.9V以下﹐就會使得芯片關閉﹒
22.功率開關的選擇
對于任何開關電源的設計﹐都要權衡產品的性能﹐成 本和体積大小﹒選擇一個功率開關﹐去計算組成轉換器的几 顆元件在開關頻率下的轉換總損耗是有用的﹒轉換中的總損 耗是開關損耗和傳輸損耗的和﹒開關損耗由柵极電荷損 耗﹐Coss損耗﹐導通損耗和關斷損耗組成﹒
PGATE QGATE VGATE fs PCOSS PON 1 2 C OSS VOFF fs 2 1 POFF VOFF I L (t ON t OFF ) fs 2
3. CAOUT:（电流放大器的输出）这是一个宽频带功率放大 器的输出，他用来感应线性电流，控制PFC的PWM来校 正占空比。一些用作补偿的零件常放于CAOUT和MOUT 之間﹒
管腳功能（續）
4. CAI(电流放大器的正输入端):将一个电阻放到该PIN和 GND之间可作为Sense电阻用。这一输入和反向输入(MOUT) 使其电压下降并低于GND. 5. MOUT (乘法器的输出和电流放大器的反向输入)﹕作為 乘法器的輸出這是一個電流﹐對于電流放大器這是一個高 阻抗的輸入﹐這時可以把電流放大器作為一個差模放大 器﹒這种結构可以提高抗干扰性﹐保証預調節器正常工 作﹒乘法器的輸出電流被限制在2*IIAC﹐此電流可以由下式 給出﹕
②电压变比水远大于1，即它只能升压，不能降 压．
15.UCC3818功能介紹
UCC3818为主动PFC提供了很多的功能。这个控制器通 过调整交流输入电流的波形来符合交流输入电压。平均电 流能保持一个稳定的、低失真的正旋曲线。 通过BIOMOS制程设计出来的UCC2817/UCC2818具备 新的功能，例如低啟動电流、低功率损耗、过电压保护、 短路保护、一项重要的边缘调制技术是降低BULK电容的纹 波电流，还有一个低offset電壓(2mV)的电流放大器的应用 来降低在轻载情况下的失真。 UCC2817通过它的低啟動电流来提供一个在线的(on chip)稳压器,适合应用在BOOST升壓電路中,UCC2818 倾向 于运用在固定電壓的提供上﹒
I MOUT
(VVAOUT 1) I IAC 2 K VVFF
這里K=1/V是乘法器的增益﹒
乘法器（續）
IIAC信號是通過在整流后的位置到UCC3818的IAC PIN串接 一個大電阻得到的﹒所選擇的RIAC要保証高電壓時能得到最 大的IIAC﹒UCC3818的最大IIAC是500uA﹒一個更高的電流會 使得乘法器的輸出非線性化﹒一個更小的電流可以使得乘法 器保持輸出線性﹐但干扰卻變成了問題﹐尤其在低電壓時﹒ 如果是85Vac~264Vac的全電壓范圍﹐可以給出RIAC的值為 750KOHM﹒由于1/4W標准電阻的限制﹐可以用几個串聯﹐ 而不必用高壓電阻﹒在IC內部有一個從IAC到VFF的電流鏡 (mirror 2:1)﹐VFF是一個与電网電壓成比例的前饋電壓信 號﹒VFF電壓用于保持電源增益的穩定﹐并且提供輸入功率 的限制﹒以下算式用于計算VFF電阻的大小RVFF以提供功率 限制﹐這儿VIN(min)是最小有效值輸入電壓﹒
10.D2与电路参数的关系推导
1 Vs Is D1Ts ( D1 D2 ) 2 L Vo I s MI 0 M R ( D1 D2 ) D1 2 M K
2 1 1 4 D D1 D2 K 1 /K 又，M D2 D2 D1 2 2 1 1 4 D D1 D2 1 /K 且：M K 2
管腳功能（續）ห้องสมุดไป่ตู้
管腳功能（續）
13. SS（軟啟動）Vss在VVCC低的情況下放電﹒當使能 時﹐SS通過一個電流源給外部的電容充電﹒在開机時﹐此電 壓被用于電壓誤差信號﹐能使得PWM的脈寬慢慢張開﹒在 VVCC下降的時候﹐OVP/EN被迫拉到1.9V以下﹐SS快速放 電﹐關閉PWM﹒ 14. CT:(振荡定时电容)在CT和GND之间放置一个电容可以调 节PWM的振荡频率。依据是：f=0.6/(RTxCT)，从振荡电容 到GND的路徑要尽可能的短和直。 15. VCC﹕在10V~17V的正常運作下需要至少20mA的電 流﹒VCC到GND要直接串接電容用來吸收電源電流的 SPIKE﹐以便給輸出MOSFET的柵極電容充電﹒如果VCC電壓 沒有上升到上限門坎或掉到了下限門坎﹐則芯片不會工作﹒
当K>Kcrit时为连续导电模式，当K<Kcrit时为不连续导电模式。
13.Kcrit与M和D1关系的图解
14.BOOST变换器的优缺点
BOOST变换器的优点：
①输入电流是连续的，这减轻了对电源的电磁干扰； ②开关晶体管发射极接地．使驱动电路简单． BOOST变换器的缺点是： ①输出侧二极管的电流是脉动的，使输出纹波较 大．所以实际应用中，在二极管与输出之间 常加入一个输出滤波网络.
C SS
10A t DELAY 7.5V
24.乘法器
乘法器的輸出是一個代表所期望的輸入電流的信號﹒ 對電流放大器是一個輸入信號﹐而電流放大器可以設定電流 環以控制電流從而得到高的功率因數﹒同樣﹐乘法器的正确 功能取決于成功的設計﹒乘法器的輸入是電壓放大器的輸出 信號VAOUT﹐代表輸入交流電网電壓的信號IIAC﹐輸入反饋 信號VVFF﹒乘法器的輸出IMOUT可以表示為﹕
3.CCM主要参量的稳态波形
4.BOOST变换器CCM稳态分析
由电感电压伏秒平衡原理有:
Vs DTs (Vo Vs ) (1 D)Ts
得:
Vo 1 1 M ' Vs D 1 D
Boost变换器的稳态电压变比永远大于1，所 以Boost变换器也称为升压变换器。
5.CCM Boost变换器稳态电压变比特性
管腳功能（續）
16. DRVOUT：（门驱动）开关的输出驱动是一个圖騰柱式 的MOSFET。用一個门电阻来防止因门阻抗和输出之间的干 扰，並防止輸出驅動的過沖﹒如下圖曲線可以确定門驅動 電阻的最小需要值﹕
20.BOOST 電感
BOOST變換器的電感值由下式決定﹕
L=U*D/ ΔI* fs
式中﹐D為脈沖寬度﹐ΔI為電感電流的峰峰值﹐fs為 開關頻率﹒例如﹐一電路開關頻率為100KHz﹐峰峰值電流 為875mA﹐最大的脈寬為0.688﹐最小的輸入電壓的有效值 為85V﹐則BOOST電感的值為1mH﹒此算式中的值要取輸入 最小電壓的峰值﹐電感電流的峰峰值要取最大值﹒
21.輸出電容的決定
兩個主要的參數是電容和電壓值﹐先決定輸出電容﹒電容 值是由hold up time決定的﹒可以用輸出功率﹐輸出電壓和 保持時間來表示輸出電容值如下﹕
實際上﹐這樣計算到的最小電容值也許是不准确的﹐這 是因為輸出峰峰值電壓的規格限制了輸出電容的串聯等效阻 抗﹒要想得到足夠低的串聯等效阻抗需要比計算值更高的電 容值﹒輸出電容的串聯等效阻抗能夠被最大容許的峰峰值電 壓決定﹐而峰峰值電壓又由電感電流的峰峰值決定
报告人：王同新
2003年12月
1.BOOST变换器的电路拓扑
2.BOOST变换器的工作原理
当晶体管导通时，二极管截止 (t=0~DTs)，输入电压Vs向能量传递电 感L充磁，负载电压Vo靠滤波电容C维持； 当晶体管截止时，二极管导通 (t=DTs~Ts)，电感把前一阶段贮存的能 量全部释放给负载和电容．显然，晶体 管导通的时间越长，即D越大，负截获 得的能量越多，输出电压越高。
PCOND RDS (on) K I RMS
這 這儿的K是厂商提供的RDS(on)与結溫曲線的溫度系 數﹒計算這些損耗並劃出与開關頻率的曲線﹐以便于設計者 決定是否厂商的元件此開關頻率下有最好的性能﹐或者是否 開關頻率對特定的功率開關有最小的損耗﹒
23.軟啟動
軟啟動線路用于防止開机時輸出電壓的過沖﹒這是通 過讓電壓放大器的輸出慢慢增加從而讓PWM的占空比慢慢增 加來實現的﹒可以按照以下算式來計算軟啟動Pin腳的電容﹒
16.UCC3818 Block Diagram
17.UCC3818 极限參數
供应电压VCC………………… ………… ……… ……… ……………18V
门驱动电流(連續值)：…………… ………… ………… ……………0.2A 门驱动电流，50％的占空比……………………… ………… ………1.2A 输入电压CAI﹐MOUT﹐SS：…………… ………… ……… …………8V 输入电压PKLMT:…………………… ………… ………… ……………5V 输入电压VSENSE、OVP/EN:…………………………… ……………10V 输入电流RT、IAC、PKLMT…………………………… ……………10mA 输入电流Vcc(no switching)…………………………… ……………20mA 最大负向电压DRVOUT、PKLMT、MOUT………… ……… ………-0.5V
功率损耗…………………………………………………………………1W
18.UCC3818管腳圖
19.管腳功能
1.GND:所有的电压都以此PIN為参考电压。VCC和REF要用 一个0.1UF或更大的电容直接串接到地.
2. PKLMT（PFC峰值電流限制）﹕峰值電流限制的門限電 壓為0V﹒從電流檢測電阻的負端接一個電阻到VREF,在 PKLMT得到一個分壓﹐這樣就可以通過電流檢測電阻和 接到VREF的電阻來設定峰值電流的限制﹒峰值電流限 制當PKLMT的電壓由正端過零時動作﹒
8.BOOST变换器DCM稳态分析
由电感电压伏秒平衡原理有:
Vs D1Ts (Vo Vs ) D2Ts
得:
Vo D1 D2 M Vs D2
DCM模式下，Boost变换器的稳态电压变比仍 永远大于1，但M不但与导通比D1有关，也与D2有 关，而D2取决于电路参数。
9.DCM主要参量的稳态波形
管腳功能（續）
11. VSENSE﹕（電壓放大器的反向輸入端）正常情況下此 Pin与補償网絡和BOOST變換器輸出的分壓网絡相聯﹒ 12. RT（設定振盪充電電流）在RT到地串接一個電阻來設定 振蕩器的充電電流﹒推荐使用10K~100Kohm的電阻﹒此PIN 正常時的電壓為3V. 9. VREF﹕（參考電壓輸出）VREF是精确到7.5V的電壓基准 輸出﹒這個輸出對于周邊電路和內部短路電流限制可以提供 20mA的電流﹒VREF在VCC電壓低于UVLO門坎電壓時保持在 0電位的無效狀態﹒為了更好的穩定性直接在VCC到GND串接 一個0.1uF或者更大的電容﹒VREF電壓与VCC和IVREF的關系 如下﹕
11.DCM与CCM模式的稳态电压变比曲线
12.DCM与CCM的临界条件
i I s 是连续与不连续导电模式的分界条件，则有：
Vo Vs D1Ts Is M i R 2L
可得BOOST变换器连续与不连续导电模式的临界条件为：
K crit
2L M 1 RTs M3
K crit D1 (1 D1 ) 2
這里﹐QGATE是總的柵极電荷﹐VGATE是柵极驅動電壓﹐fs是時 鐘頻率﹐COSS是MOSFET的漏极電容﹐IL是電感的峰值電 流﹐tON和tOFF是開關時間﹐VOFF是截止時開關兩端的電壓﹐ 這時VOFF=VOUT﹒
功率開關的選擇（續）
傳導損耗可以由開關的導通阻抗RDS(on)和方波的有效值計 算﹒ 2
6.CCM Boost变换器电感电流纹波
电感电流纹波 I （峰值到平均值）为：
Vs i DTs 2L
峰－峰值为：
iPP
Vs DTs L
假设效率为１，则输入输出的电流比为：
Io ' MI D 1 D IS
7.DCM MODE
当电感L较小，或电阻R较大，或开关颇率fS较低时， BOOST变换器也将工作在不连续导电模式下，如下图：
I MOUT
(VVAOUT 1) I IAC 2 K VVFF
管腳功能（續）
6. IAC:(与输入电压成比例的電流)输入到模拟乘法器的是一 个和线性电压成比例的电流。这个乘法器要求从电流的输入 到输出只能有很小的失真。建议最大的IIac是500uA.
7. VAOUT﹕（電壓放大器輸出）此PIN是調整輸出的放大器 的輸出﹒電壓放大器的輸出在內部被限制在5.5V以防止過 沖﹒ 8. VFF﹕（前向反饋電壓）電壓的有效值信號通過IIAC的1/2 電流鏡向產生從而形成一個單极點的外部濾波器﹒在低電壓 時﹐VFF電壓應是1.4V﹒ 10. OVP/EN﹕(過壓/使能)如果BOOST輸出電壓高于設定的 電平或者PFC輸出驅動和Soft start复位的情況下將此Pin拉到 典型值1.9V以下﹐就會使得芯片關閉﹒
22.功率開關的選擇
對于任何開關電源的設計﹐都要權衡產品的性能﹐成 本和体積大小﹒選擇一個功率開關﹐去計算組成轉換器的几 顆元件在開關頻率下的轉換總損耗是有用的﹒轉換中的總損 耗是開關損耗和傳輸損耗的和﹒開關損耗由柵极電荷損 耗﹐Coss損耗﹐導通損耗和關斷損耗組成﹒
PGATE QGATE VGATE fs PCOSS PON 1 2 C OSS VOFF fs 2 1 POFF VOFF I L (t ON t OFF ) fs 2
3. CAOUT:（电流放大器的输出）这是一个宽频带功率放大 器的输出，他用来感应线性电流，控制PFC的PWM来校 正占空比。一些用作补偿的零件常放于CAOUT和MOUT 之間﹒
管腳功能（續）
4. CAI(电流放大器的正输入端):将一个电阻放到该PIN和 GND之间可作为Sense电阻用。这一输入和反向输入(MOUT) 使其电压下降并低于GND. 5. MOUT (乘法器的输出和电流放大器的反向输入)﹕作為 乘法器的輸出這是一個電流﹐對于電流放大器這是一個高 阻抗的輸入﹐這時可以把電流放大器作為一個差模放大 器﹒這种結构可以提高抗干扰性﹐保証預調節器正常工 作﹒乘法器的輸出電流被限制在2*IIAC﹐此電流可以由下式 給出﹕
②电压变比水远大于1，即它只能升压，不能降 压．
15.UCC3818功能介紹
UCC3818为主动PFC提供了很多的功能。这个控制器通 过调整交流输入电流的波形来符合交流输入电压。平均电 流能保持一个稳定的、低失真的正旋曲线。 通过BIOMOS制程设计出来的UCC2817/UCC2818具备 新的功能，例如低啟動电流、低功率损耗、过电压保护、 短路保护、一项重要的边缘调制技术是降低BULK电容的纹 波电流，还有一个低offset電壓(2mV)的电流放大器的应用 来降低在轻载情况下的失真。 UCC2817通过它的低啟動电流来提供一个在线的(on chip)稳压器,适合应用在BOOST升壓電路中,UCC2818 倾向 于运用在固定電壓的提供上﹒
I MOUT
(VVAOUT 1) I IAC 2 K VVFF
這里K=1/V是乘法器的增益﹒
乘法器（續）
IIAC信號是通過在整流后的位置到UCC3818的IAC PIN串接 一個大電阻得到的﹒所選擇的RIAC要保証高電壓時能得到最 大的IIAC﹒UCC3818的最大IIAC是500uA﹒一個更高的電流會 使得乘法器的輸出非線性化﹒一個更小的電流可以使得乘法 器保持輸出線性﹐但干扰卻變成了問題﹐尤其在低電壓時﹒ 如果是85Vac~264Vac的全電壓范圍﹐可以給出RIAC的值為 750KOHM﹒由于1/4W標准電阻的限制﹐可以用几個串聯﹐ 而不必用高壓電阻﹒在IC內部有一個從IAC到VFF的電流鏡 (mirror 2:1)﹐VFF是一個与電网電壓成比例的前饋電壓信 號﹒VFF電壓用于保持電源增益的穩定﹐并且提供輸入功率 的限制﹒以下算式用于計算VFF電阻的大小RVFF以提供功率 限制﹐這儿VIN(min)是最小有效值輸入電壓﹒
10.D2与电路参数的关系推导
1 Vs Is D1Ts ( D1 D2 ) 2 L Vo I s MI 0 M R ( D1 D2 ) D1 2 M K
2 1 1 4 D D1 D2 K 1 /K 又，M D2 D2 D1 2 2 1 1 4 D D1 D2 1 /K 且：M K 2
管腳功能（續）ห้องสมุดไป่ตู้
管腳功能（續）
13. SS（軟啟動）Vss在VVCC低的情況下放電﹒當使能 時﹐SS通過一個電流源給外部的電容充電﹒在開机時﹐此電 壓被用于電壓誤差信號﹐能使得PWM的脈寬慢慢張開﹒在 VVCC下降的時候﹐OVP/EN被迫拉到1.9V以下﹐SS快速放 電﹐關閉PWM﹒ 14. CT:(振荡定时电容)在CT和GND之间放置一个电容可以调 节PWM的振荡频率。依据是：f=0.6/(RTxCT)，从振荡电容 到GND的路徑要尽可能的短和直。 15. VCC﹕在10V~17V的正常運作下需要至少20mA的電 流﹒VCC到GND要直接串接電容用來吸收電源電流的 SPIKE﹐以便給輸出MOSFET的柵極電容充電﹒如果VCC電壓 沒有上升到上限門坎或掉到了下限門坎﹐則芯片不會工作﹒
当K>Kcrit时为连续导电模式，当K<Kcrit时为不连续导电模式。
13.Kcrit与M和D1关系的图解
14.BOOST变换器的优缺点
BOOST变换器的优点：
①输入电流是连续的，这减轻了对电源的电磁干扰； ②开关晶体管发射极接地．使驱动电路简单． BOOST变换器的缺点是： ①输出侧二极管的电流是脉动的，使输出纹波较 大．所以实际应用中，在二极管与输出之间 常加入一个输出滤波网络.
C SS
10A t DELAY 7.5V
24.乘法器
乘法器的輸出是一個代表所期望的輸入電流的信號﹒ 對電流放大器是一個輸入信號﹐而電流放大器可以設定電流 環以控制電流從而得到高的功率因數﹒同樣﹐乘法器的正确 功能取決于成功的設計﹒乘法器的輸入是電壓放大器的輸出 信號VAOUT﹐代表輸入交流電网電壓的信號IIAC﹐輸入反饋 信號VVFF﹒乘法器的輸出IMOUT可以表示為﹕
3.CCM主要参量的稳态波形
4.BOOST变换器CCM稳态分析
由电感电压伏秒平衡原理有:
Vs DTs (Vo Vs ) (1 D)Ts
得:
Vo 1 1 M ' Vs D 1 D
Boost变换器的稳态电压变比永远大于1，所 以Boost变换器也称为升压变换器。
5.CCM Boost变换器稳态电压变比特性
管腳功能（續）
16. DRVOUT：（门驱动）开关的输出驱动是一个圖騰柱式 的MOSFET。用一個门电阻来防止因门阻抗和输出之间的干 扰，並防止輸出驅動的過沖﹒如下圖曲線可以确定門驅動 電阻的最小需要值﹕
20.BOOST 電感
BOOST變換器的電感值由下式決定﹕
L=U*D/ ΔI* fs
式中﹐D為脈沖寬度﹐ΔI為電感電流的峰峰值﹐fs為 開關頻率﹒例如﹐一電路開關頻率為100KHz﹐峰峰值電流 為875mA﹐最大的脈寬為0.688﹐最小的輸入電壓的有效值 為85V﹐則BOOST電感的值為1mH﹒此算式中的值要取輸入 最小電壓的峰值﹐電感電流的峰峰值要取最大值﹒
21.輸出電容的決定
兩個主要的參數是電容和電壓值﹐先決定輸出電容﹒電容 值是由hold up time決定的﹒可以用輸出功率﹐輸出電壓和 保持時間來表示輸出電容值如下﹕
實際上﹐這樣計算到的最小電容值也許是不准确的﹐這 是因為輸出峰峰值電壓的規格限制了輸出電容的串聯等效阻 抗﹒要想得到足夠低的串聯等效阻抗需要比計算值更高的電 容值﹒輸出電容的串聯等效阻抗能夠被最大容許的峰峰值電 壓決定﹐而峰峰值電壓又由電感電流的峰峰值決定