第6章1 形状模式极化转换器
回旋速调管TE_(01)-HE_(11)模式变换器
Ａ ｓ ａｔ Ｇ ｏ ｔ ｏｆ ｕａｏ ｆａ ０ ５ Ｈ Ｉ ０ １ Ｉｍｏｅｃｎｅｅ ｒ ｙｏｌｓｏ ｂ ｉ ｄｔ ｒ ｌｅｏａ ａ ｂ ｔ ｃ： ｅｍｅｙｃｎ ｇｒ ｉ ｏ ３ ．Ｇ ｚ， ｌ Ｅ １ ｄ ｖｒ ｒ ｏ ｒｋ ｌ ｉ ｏｔｎ ａｚ ｐ ｍ ｌ ｒ ｒ ｉ ｔｎ Ｅ － ｏ ｔ ｆ Ｇ ｙｒ ｓ ａ ｅ ｏ ｅｉ ｎ
２ Ｃｌｇ ｏ ｐｔ ． ｏｅｅｏ ｍ ｕ ｒ＆／ ｃ ｎ ｅ ｎ／ ｙ，ｏｔｗｓ Ｕａｅ ／ ｆｒＮ ｔｎ／／ ， ￣ｎ，，Ｓｃｕｎ６０ ４ ， ｈｎ ） ｌ ｆＣ ｅ ｅ ｅ ｄ Ｔｃ ｏ ｇ Ｓｕｈ ｅ ｒｖｓｙ ｏ ａｏａ／ ｓ Ｃ ｇａ， ／ ａ １０ １ Ｃ ｉ ｎ ａ ｈ ｏ ｔ ｒｔ ／ ｔ ｅ ｈ ａ
ｃ ｎ ｅ￣ ｒ ａ ｔ ｅｙ ｗｅｌｉ ｃ ｎ ｅ ｓｏ ｏ ｖ ｌｅ ｃｓ ｖ ｒ ｌ ｎ ｖ ｒｉ ｏ ｏ ｎ ｆ １ｔ ｏ ＨＥｎ ｄｅ． ｍｏ
Ｋ ｙｗ ｒｓ ｇ ｒｌ ｓｏ ； １ ｌ； ｄ ｏ ｖｒ ｏ ；ｏ ｐｅ ａｅｅ ｕ ｔ ｎ ｅ ｏ ｄ ： ｙｏ ｙｔ ｎ Ⅱ 一 １ｍｏ ｅｃ ｎ ｅ ｉｎ ｃ ｕ ｌ ｗ ｖ ｑ ａ ｏ ｓ ｄ ｒ ＨＥ ｓ ｄ ｉ
Ｈｉ ＦｅｕｎｙＳｒｃ ｒ Ｓｍ ｌ ｏ （ Ｆ Ｓ ． ｅｕｓ ｈｗ ａｃｍｐ ｘ１ ｌ 脏 Ｉｍｏｅｃ ｖｒ ｒ ｏ ｓｔ ｇｏ ｔ ｏｃｎｅｔｓ 曲 ｒｑｅｃ ｔ ｔ ｅ ｉｕａ ｒ Ｈ Ｓ ）Ｒ ｓｌ ｏ ｔ ｔ ｏ ｌ Ｅ １ １ ｄ ｏ ｅｅ ｎｉｉ ｆｈ ｔ ｖａ ｒ ｕｕ ｔ ｔｓ ｈ ｅ 一 ｎ ｔ ｃ ｓｎ ｅｗ ｏ ＇ ｅ
ｈ ｓａ ｔ ｎ ｆ ｒ ｎ ｆ ｃｅ ｃ ｆｏ ｅ ７ ｗｉ ｉ ａ ｄ ｄ ％ ａ ｒｑ ｅ ｃ ０． ＧＨｚ Ｔ ｓ ｉ ｄｃ ｔｓ ｔａ ｈ ｏ ｌｘ ｍｏ ｅ ａ ａ ｓｏｍｉｇ ｅ ｉ ｙ ｏ ｖ ｒ９ ％ ｒ ｉ ｎ ｔ ｎ ｂ ｎ ｗｉ ｔ ｏ １ ｈ ｈ ｆ ｔｆｅ ｕ ｎ ｙ ３ ５ ． ｅ ｔ ｎ ｉａｅ ｈ ｔｔｅ ｃ ｍｐ ｅ ｄ
【CN209709136U】一种基于石墨烯调控的THz透射型极化转换器【专利】
(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)实用新型专利(10)授权公告号 (45)授权公告日 (21)申请号 201920227740.7(22)申请日 2019.02.21(73)专利权人 南京邮电大学地址 210003 江苏省南京市鼓楼区新模范马路66号(72)发明人 章海锋 曾立 刘国标 黄通 (74)专利代理机构 南京苏科专利代理有限责任公司 32102代理人 牛莉莉(51)Int.Cl.H01P 1/165(2006.01)H01Q 15/24(2006.01)(54)实用新型名称一种基于石墨烯调控的THz透射型极化转换器(57)摘要本实用新型公开了一种基于石墨烯调控的THz透射型极化转换器，该极化转换器主要结构包括顶层和底层相同的的斜“I ”形金属贴片、顶层和底层正交放置的石墨烯贴片、置于中间层的介质层。
该极化转换器采用透射型结构，在金属贴片与石墨烯贴片共同工作下，当费米能级为0.4eV时，可以在2.67~3.28 THz内实现宽带线-圆极化转换，相对带宽为20.50%。
同时，我们可以通过调节石墨烯贴片与介质层之间的偏置电压来改变石墨烯贴片的费米能级(E f )，从而实现线-圆极化转换工作频带可调控的目的，本实用新型具有频带宽、可调控、设计灵活、功能性强等特点。
权利要求书1页 说明书5页 附图9页CN 209709136 U 2019.11.29C N 209709136U权 利 要 求 书1/1页CN 209709136 U1.一种基于石墨烯调控的THz透射型极化转换器，其特征在于：包括介质层，所述介质层的上下两端分别置有顶层谐振单元及底层谐振单元，所述顶层谐振单元由斜置的顶层“I”形金属贴片及沿x轴放置的顶层石墨烯贴片构成，所述底层谐振单元由斜置的底层“I”形金属贴片及沿y轴放置的底层石墨烯贴片构成，所述顶层及底层“I”形金属贴片均沿谐振单元的对角线布置，且相互重合。
2.根据权利要求1所述的基于石墨烯调控的THz透射型极化转换器，其特征在于：所述顶层及底层“I”形金属贴片均沿谐振单元的对角线分布，所述“I”形金属贴片是由一个长度a=46 μm，宽度b=25 μm矩形剪去两个相同的椭圆形构成，所述椭圆形的长轴a=46 μm，短轴c =10 μm且中心点位于矩形长边中点处，左右两个椭圆形关于y轴对称。
电磁波的极化色散和群速 ppt课件
电场强度的矢端轨迹为一圆，这种波称为圆极化波。
当
x
y
π 2
时
合成电磁波场强的大小为 E Ex2Ey2 Em
合场强的方向与x轴的夹角为
arctg Ey t
Ex
由此可见，合场强的模为一定值，方向以角速度ω顺时针旋转，故 电场强度的矢端轨迹仍为一圆，这种波称为圆极化波。
圆极化波根据场强矢量E的旋转方向，可将其分为左旋圆极化波和右
若Ex、Ey振幅不等，即 Exm Eym，在z=0的等相位面上
Ex Exmcost
y
Ey Eymsint
Eym
uv E
两式移项，平方相加得
E
2 x
E
2 xm
E
2 yEຫໍສະໝຸດ 2 ym1x
Exm
显然上式说明
uv E
的矢端轨迹为一椭圆，这种波称为椭圆极化波。长
短轴与坐标轴吻合。
若Ex、Ey振幅不等，且二者相位差不是π/2，即 x y π2。则由
合场强的方向与x轴的夹角为
arctgEy arctgEym
Ex
Exm
=常数<0
二、四象限
当E的两个分量相位差为0、π时，E的矢端轨迹均沿直线变化，波 均为线极化波。
如果合场强矢量只在水平方向上变化，称为水平极化波；如果只在垂 直方向上变化，称为垂直极化波。前两节中设uEveuuvxEx 就是沿x方向的线 极化波。
群速度vg定义：包络波上某一恒定相位点推进的速度。
即由
t zconst 得
设 =
vg
dz dt
则
vgd d dd v pvpd d v pvpv pd d v pvg
故
vg
1
半导体物理第六章习题答案
第6章 p-n 结1、一个Ge 突变结的p 区n 区掺杂浓度分别为N A =1017cm -3和N D =5?1015cm -3，求该pn 结室温下的自建电势。
解：pn 结的自建电势 2(ln )D A D iN N kTV q n =已知室温下，0.026kT =eV ，Ge 的本征载流子密度1332.410 cm i n -=⨯代入后算得：1517132510100.026ln0.36(2.410)D V V ⨯⨯=⨯=⨯ 4.证明反向饱和电流公式（6-35）可改写为20211()(1)i s n n p pb k T J b q L L σσσ=++ 式中npb μμ=，n σ和p σ分别为n 型和p 型半导体电导率，i σ为本征半导体电导率。
证明：将爱因斯坦关系式p p kT D q μ=和n n kT D qμ=代入式（6-35）得 0000()p n pnS p n n p npn pp nn p J kTn kTp kT L L L L μμμμμμ=+=+因为002i p p n n p =，002i n n n p n =，上式可进一步改写为221111()()S n p i n p i n p p p n n n pp nJ kT n qkT n L p L n L L μμμμμμσσ=+=+又因为()i i n p n q σμμ=+22222222()(1)i i n p i p n q n q b σμμμ=+=+即22222222()(1)i i i n p p n q q b σσμμμ==++ 将此结果代入原式即得证2222221111()()(1)(1)n p i i S p n p p n n p p nqkT b kT J q b L L q b L L μμσσμσσσσ=+=⋅⋅+++ 注：严格说，迁移率与杂质浓度有关，因而同种载流子的迁移率在掺杂浓度不同的p 区和n区中并不完全相同，因而所证关系只能说是一种近似。
圆极化和线极化增益转换_理论说明
圆极化和线极化增益转换理论说明1. 引言1.1 概述引言部分将简要介绍圆极化和线极化增益转换的理论，并概括文章结构以及目的。
在无线通信领域，极化是一种重要的传输方式，可以对电磁波进行不同方向上的振动。
圆极化和线极化是两种常见的极化类型。
本文将分别探讨圆极化和线极化增益转换的概念、特点、转换机制以及在不同领域中的应用。
1.2 文章结构整篇文章主要分为以下几个部分：引言、圆极化增益转换理论说明、线极化增益转换理论说明、对比分析与实例研究、结论与展望。
其中，引言部分将介绍整篇文章的背景和目的；接下来两个部分将详细阐述圆极化和线极化增益转换的理论原理；第四部分将进行对比分析并给出实例研究；最后一部分总结得出结论并展望未来研究方向。
1.3 目的本文旨在深入探讨和解释圆极化和线极化增益转换这两个重要概念的理论原理，并探讨它们在通信领域中的应用。
通过对两种极化形式进行比较和分析，希望能提供一种理论基础，为进一步优化通信系统设计、提高通信质量和性能提供参考。
此外，我们还将探索未来发展趋势和研究展望，以期推动相关领域的进一步发展。
2. 圆极化增益转换理论说明2.1 圆极化的概念和特点圆极化是指电磁波在传播过程中电场方向按环形轨迹变化的现象。
相比于线极化，圆极化具有以下特点：- 信号具有角动量：与线极化不同，圆极化信号携带了角动量。
这使得圆极化信号在通信系统中具有更大的容量和更低的误码率。
- 较强的抗干扰能力：圆极化信号在传输过程中能够通过旋转来减小对外界干扰的影响。
这使得圆极化在复杂环境下拥有更好的抗干扰能力。
- 转换机制灵活：由于其采用了环形轨迹，圆极化信号可以通过调整相位和振幅来实现与线性偏振之间的转换。
2.2 线极化到圆极化的转换机制线极化到圆极化的转换可以通过使用特定类型的天线来实现。
常见的转换方式包括瓦伦天线、双偶天线和耦合器等。
- 瓦伦天线：利用瓦伦天线的结构特点，通过调整瓦伦环的宽度和长度，可以实现线极化到圆极化的转换。
线圆极化转换器的工作原理
线圆极化转换器的工作原理
线圆极化转换器的工作原理涉及到相位差和振幅比的变化。
在平面波的描述中，电磁波的电场分为两个正交的矢量分量，垂直于入射方向的分量成为s分量，平行于入射方向的分量成为p分量。
在线偏振光中，这两个分量的相位差为0或180度，而在圆偏振光中，这两个分量的振幅比为1或-1
现有的线圆极化转换器有许多不同的设计，下面以一种基于波片的线圆极化转换器为例进行解释。
该线圆极化转换器包含两个波片，一个叫作1/4波片，一个叫作1/2波片。
首先，当入射线偏振光通过1/4波片，1/4波片会根据入射光的振动方向引起光波的相位差。
具体而言，入射光的s分量和p分量在波片中，经过1/4波片的介质长度时，它们会有一个1/4波长的相位差。
这个1/4波片的厚度是根据入射光的波长来设计的。
然后，通过入射光的相对相位差，由1/4波片产生的相位差的方向会引起线偏振光转换成椭圆偏振光。
接下来，经过1/4波片的椭圆偏振光会进一步通过1/2波片。
1/2波片会改变光的偏振方向，具体地说，它将将入射光的s分量和p分量的相对相位差的方向转换为圆偏振光和线偏振光的振幅比。
最后，通过适当设计的1/4波片和1/2波片，线圆极化转换器可以将线偏振光转换为圆偏振光，或者将圆偏振光转换为线偏振光。
总的来说，线圆极化转换器通过适当设计的波片，利用相位差和振幅比的变化来实现线偏振光和圆偏振光之间的转换。
它在许多光学应用中起到了极为重要的作用。
一种圆极化船载导航雷达天线
• 144•本文针对项目需要，设计研制了一个圆极化、窄波束、低副瓣船载导航雷达天线，该天线工作于X 波段，基于波导窄边缝隙行波阵设计，结构简单紧凑，可靠性高。
通过对天线实物进行测试，在整个工作频带内实现了增益大于37dBi ，方位面波束宽度小于0.42°，方位面副瓣优于-29dB ，轴比优于1.5dB 。
船载导航雷达安装在各类船舶上，探测船舶周围各类目标，包括船只、航标、海岸线、桥墩等，给船员提供准确的目标距离和方位信息，保证了船舶航行的安全。
船载导航雷达主要有S 波段和X 波段，其中，X 波段天线具备角度分辨率较高，应用最为广泛。
天线方位面波束越窄，分辨率就越高，雷达图像就越清晰。
天线副瓣越低，信号的杂散和干扰影响就越小。
常见的船载导航雷达天线一般为水平极化，在应对雨雪天气时干扰影响就很大。
本文介绍了一种工作于X 波段的船载导航雷达天线，该天线具有圆极化、低副瓣、窄波束等特点，这种设计具有高分辨率、不受雨雪天气影响、高可靠性等优点。
1 天线设计1.1 波导缝隙行波阵理论基础波导缝隙行波阵常见的包括波导宽边偏置缝隙和波导窄边倾斜缝，波导窄边缝隙行波阵是在窄边上开相同宽度的缝隙，通过控制不同开缝的倾角和切割深度来实现所需的等效辐射电导，以达到预期激励分布。
图1 波导窄边缝隙天线等效电路波导窄边缝隙天线的示意图及对波导内的等效电路的如图1所示，其中缝隙导纳是计入外部互耦后的等效导纳。
（1）（2）（3）其中，y i 为第i 个缝隙的归一化导纳，为第i 个缝隙右边向负载端看去的归一化导纳，为第i 个缝隙左边向负载端看去的归一化导纳，P ri 为第i 个缝隙的辐射功率，为第i 个缝隙右边向负载传输的功率，P i 为第i 个缝隙左边向负载传输的功率。
（4）天线总辐射功率P r 与输入功率P 1之比定义为天线效率η：（5）（6）式中E i 代表给定的第一个缝隙的口径激励系数，根据此式，g i可直接由给定的口径分布和天线效率算出。
基于方形开口环的超宽带线性极化转换器
基于方形开口环的超宽带线性极化转换器徐进; 李荣强; 蒋小平; 王身云; 韩天成【期刊名称】《《物理学报》》【年(卷),期】2019(068)011【总页数】7页(P237-243)【关键词】极化转换; 超构材料; 超构表面; 超宽带; 各向异性【作者】徐进; 李荣强; 蒋小平; 王身云; 韩天成【作者单位】西南大学物理科学与技术学院重庆400715; 成都信息工程大学电子工程学院成都610225; 南京信息工程大学应用电磁研究中心南京210044【正文语种】中文1 引言电磁波的极化是指电场矢量在垂直于传播方向的平面中的振荡方向[1].电磁波的极化态在卫星通信、雷达探测以及立体显示成像等方面具有重要的应用价值,因此对电磁波极化态的调控是科学研究中的一个重要方向.传统的电磁极化调控技术主要是通过法拉第效应和双折射晶体来实现[2,3],对材料的厚度有一定要求(导致体积大),且不具有宽带调制特性(导致频带窄).近年来,超构材料受到了人们的广泛关注,它具有自然界材料所不具备的物理特性,因此能实现许多奇异的电磁现象和功能器件,如负折射现象、超透镜、隐形斗篷和完美吸收器等[4−7].同时,超构材料也被广泛用于电磁波的极化调控,主要分为透射型和反射型极化转换器.透射型极化转换器普遍存在效率低、频带窄的问题[8−11].与透射型极化转换器相比,反射型结构在能量利用率上有明显优势,基于H形结构单元的反射型极化转换器很好地验证了这一点[12],但工作带宽窄的问题限制了其实际应用.为了拓宽极化转换器的工作带宽,研究人员提出了许多新奇的结构,主要分为三种类型: 第一种是基于单层超构表面结构[13−31],在拓宽工作频带和提高转换效率方面已取得了显著效果,但仍有改进空间; 第二种是基于优化算法的拓扑结构[32,33],该方法虽然能够有效地拓宽极化转换的带宽,但无法满足在整个工作频带内的极化转换率均高于90%; 第三种是基于多层超构表面结构[34,35],该方法将不可避免地增大样品的体积.因此,探索结构简单、易于加工、转换效率高、工作频带宽的高性能极化转换器仍是目前研究极化态操控的主要方向.本文利用一种简单的方形开口环超构表面结构设计了超宽带线性极化转化器,在反射模式下能够将入射波的极化方向旋转90°.全波仿真和实验测试结果表明,该结构在7.12—18.82 GHz的超宽频带内极化转换率高于90%,相对带宽达到90%.对比已有的极化转换器,所提出的结构更为简单从而易于加工,并且具有转换效率高和工作频带宽的优势,因此易于集成到相关的应用设备中.2 结构设计及原理本文设计的极化转换器的单元结构如图1(a)所示,由顶层的方形开口金属环、中间的介质层和底层的金属反射板组成.其中,金属均是厚度为17 μm 的铜,其电导率s=5.8×107 S/m,介质层是厚度为 3.5 mm 的 F4B-2,其介电常数 er=2.65,损耗角正切tand=0.002.单元结构的几何参数如图1(b)所示,其中单元周期 p=10 mm,方形金属环的边长 a=6.8 mm,环的宽度 w=0.5 mm,环的开口宽度 g=1.0 mm.图1 基本单元结构示意图 (a) 立体图; (b) 俯视图Fig.1.Schematic demonstration of the unit cell: (a) 3D view; (b) top view.极化转换器的工作原理如图2(a)所示.当y极化的电磁波垂直入射时,其电场矢量可以沿u方向和v方向分解,即可表示为经过极化转换器反射后,其反射波可以表示为其中ru和rv分别表示电磁波在u和v方向上的反射系数.由于所提出的超构表面具有各向异性,这将导致经超构表面反射后的电磁波在u和v方向上出现相位差 (Dj=|ju – jr|).当ru≈rv且相位差Dj≈180°时,沿 u 方向或者沿 v方向的电场方向将会反向,最终合成的电场方向就会沿着x方向,即入射的y极化波经超构表面反射后其电场将被旋转90°成为x极化波.基于有限元方法对提出的极化转换器进行仿真,得到的u和v方向上的反射系数ru和rv以及两者之间的相位差Dj如图2(b)所示.从图中可以看出,反射系数ru和rv近似相等且接近于 1,在 7.12—18.82 GHz 频率范围内,相位差 Dj 接近180°,特别是在 7.56,11.84,17.10和 18.61 GHz 四个频点处,相位差Dj=180°.图2 (a) 极化转换器的工作原理; (b) 反射波沿 u 和 v 方向的振幅及相位差Fig.2.(a) The working principle of the proposed polarization converter; (b) amplitudes and phase difference of reflected wave along u and v directions.3 结果与讨论定义共极化反射系数 rxx=|Exr|/|Exi|和 ryy=|Eyr|/|Eyi|,交叉极化反射系数ryx=|Eyr|/|Exi|和rxy=|Exr|/|Eyi|,其中,下标 i,r分别表示入射波和反射波,下标x,y表示电磁波的极化方向.由于所提出的极化转换结构沿对角线方向对称,共极化反射系数rxx与ryy相等,交叉极化反射系数rxy与ryx相等.因此,本文仅考虑 y极化波入射的情形.为了验证所提出的超表面具有超宽带极化转换特性,本文采用基于有限元法的频域仿真进行模拟.得到的反射系数如图3(a)所示,可以看出,在7.12—18.82 GHz频带内,交叉极化反射系数 rxy 大于0.945,同时共极化反射系数ryy小于0.30.这意味着在此频段入射的y极化波经超构表面反射后转换成了 x 极化波.在7.64,12.00,16.94 和18.66 GHz四个频点处,交叉极化反射系数几乎等于1,共极化反射系数等于0,意味着入射的y极化波全部转换成了x极化波.为了更直观地展示所提出的超构表面的极化转换性能,图3(b)给出了该结构的极化转换率(polarization conversion ratio,PCR),其中 PCR=rxy2/(rxy2 + ryy2).可以看出,在7.12—18.82 GHz频率范围内,PCR 始终超过90%,相对带宽达到 90% (PCR > 90%),并且在7.64,12.00,16.94 和 18.66 GHz 四个频点处 PCR接近100%.图3 (a) 交叉极化和共极化反射系数; (b) 极化转换率Fig.3.(a) Reflection coefficients of cross-polarization and co-polarization; (b) polarization conversion ratio.为了进一步探究本文结构实现宽带极化转换的物理机理,选取7.64和16.94 GHz两个谐振频点观察结构上下金属表面的电流分布,如图4所示.在频率为 7.64 GHz 时,上下金属表面的电流方向相反,意味着形成了磁谐振.在频率为16.94 GHz时,上下金属表面的电流方向相同,意味着形成了电谐振.本文结构会形成四个谐振频点,通过合理的参数优化调节这四个谐振点的间距,从而实现宽带极化转换[22].图4 上下金属表面的电流分布 (a) 7.64 GHz; (b) 16.94 GHzFig.4.Distributions of the surface current on the metallic surfaces: (a) 7.64 GHz; (b) 16.94 GHz. 接下来考察本文结构在电磁波斜入射情况下的表现.图5(a)和图5(b)分别给出了共极化反射率|ryy|2和交叉极化反射率|rxy|2随入射角的变化情况.可以看出,在斜入射情况下,除了少数频点以外,整体上共极化反射率保持在0.1以下,交叉极化反射率保持在0.9以上,这意味着该结构在斜入射下依然保持较高的极化转换效率.随着入射角增大,交叉极化反射率在低频段和高频段的特定频点处急剧下降,低频段在9.6 GHz附近且不随入射角变化,高频段在 18 GHz 附近 (入射角为15°时)并随入射角增大向低频偏移.出现此现象有两点原因: 其一是对应频点的共极化反射率有所增大; 其二是对入射波的吸收增大.例如,当入射角为20°时,在 9.6 GHz 处的|rxy|2和|ryy|2分别为 17.53%和49.15%,因此吸收率高达33.32%.为了更加全面地评估极化转换效率随入射角的变化情况,定义平均极化转换率(mean PCR)为其中N表示在工作频带内的采样频点数目.图5(c)给出了在7.12—18.82 GHz范围内平均极化转换率随入射角度的变化.可以看出,即使入射角达到45°,平均极化转换率仍然保持80%以上,表明本文结构具有较好的宽入射角特性.图5 (a) 共极化反射谱; (b) 交叉极化反射谱; (c) 平均极化转换效率随入射角的变化Fig.5.(a) Reflection spectra for co-polarization; (b) reflection spectra for cross-polarization; (c) mean PCR with the change of incident angle.图6 不同的结构参数对极化转换器的性能的影响Fig.6.Influence of different geometric parameters on the performance of polarization converter.最后,考察单元的几何尺寸对极化转换器性能的影响,图6给出了极化转换率随不同结构参数的变化情况.从图6(a)可以看出,随着 a 的减小,工作频带变窄且向高频移动.从图6(b)可以看出,w过大或过小都会引起谐振频点的位置发生变化,从而导致极化转换效率的下降.从图6(c)可以看出,g过大导致带宽略微变窄,g过小会引起谐振频点的个数发生变化,从而导致极化转换效率的下降.从图6(d)可以看出,t过大或过小都会引起谐振频点发生变化(包括位置和个数),从而导致极化转换效率的下降.从整个分析可以看出,无论结构的尺寸参数变大或变小,极化转换器的工作带宽或工作效率都有所变差.因此,a=6.8 mm,w=0.5 mm,g=1.0 mm,t=3.5 mm 是最优的一组结构参数.4 实验验证为了实验验证所设计的极化转换器,采用印刷电路板工艺加工样品.如图7(a)所示,样品的尺寸为300 mm×300 mm,由30×30 个基本结构单元组成.样品测试在微波暗室进行,测试系统如图7(a)所示,两个标准的喇叭天线作为收发信号源连接到矢量网络分析仪(N5230A),并保持两个喇叭天线在同一高度,将样品放置在两个喇叭天线正下方,周围围绕吸波材料以避免周围环境的干扰.其中一个喇叭发射y极化波入射到样品表面,另一个喇叭分别接收经样品表面反射后的y极化波和x极化波,计算可得到相应的交叉极化和共极化反射系数.图7(b)和图7(c)为测试结果和仿真结果的对比,二者符合较好.测试结果表明,在 7—17 GHz频带内,共极化反射系数都低于–20 dB; 在 17.0—18.8 GHz 频带内,共极化反射系数都低于–10 dB.实验测得的谐振频率与模拟结果略有出入,原因可能是以下两点: 一是样品的加工精度不够; 二是在数值模拟中,周期性边界条件使得结构沿x 和y方向无限延伸,而实际制备的样品尺寸有限.图7 (a) 加工样品与测试系统; (b) rxy 测试结果与仿真结果; (c) ryy 测试结果与仿真结果Fig.7.(a) Fabricated sample and measurement system; (b) measured result and simulation result of rxy; (c) measured result and simulation result of ryy.表1 与其他宽带极化转换器的对比Table parison with other wideband polarization converters.注:aoperating bandwidth (PCR > 90%),brelative bandwidth (PCR > 90%).Ref.[17] Ref.[19] Ref.[22] Ref.[25] Ref.[27] This work OBa/GHz 10.60—17.50 9.65—14.16 12.40—27.96 5.70—10.30 9.20—19.20 7.12—18.82 RBb/% 49.0 37.9 77.1 57.5 70.4 90.0表1为本文提出的结构与以往报道的宽带极化转换器的对比结果,指标包括工作带宽(operating bandwidth)和相对带宽(relative bandwidth).从表1可以看出,相比于其他反射型极化转换器,本文提出的结构在工作带宽上更有优势.5 结论设计并制备了一种基于方形开口环结构的反射型极化转换器,全波仿真和实验测试结果证实,该结构可在7.12—18.82 GHz的较宽频带内将入射波的极化方向旋转90°,相对带宽达到 90%,在工作频带内极化转换率超过了90%,在四个谐振频点处的转换效率几乎达到100%.这种极化转换器在卫星通信、雷达探测以及立体显示成像等众多领域中具有广阔的应用前景.此外,本文提出的设计方法可拓展到太赫兹甚至光波段.参考文献【相关文献】[1]Beruete M,Navarro-Cia M,Sorolla M,Campillo I 2008 J.Appl.Phys. 103 053102[2]Xu J,Li T,Lu F F,Wang S M,Zhu S N 2011 Opt.Express 19 748[3]Shi H J,Ma H F,Jiang W X,Cui T J 2012 Phys.Rev.B 86 035103[4]Smith D R,Pendry J B,Wiltshire M C K 2004 Science 305 788[5]Lee H,Xiong Y,Fang N,Srituravanich W,Durant S,Ambati M,Sun C,Zhang X 2005 New J.Phys. 7 255[6]Schurig D,Mock J J,Justice B J,Cummer S A,Pendry J B,Starr A F,Smith D R 2006 Science 314 977[7]Landy N I,Sajuyigbe S,Mock J J,Smith D R,Padilla W J 2008 Phys.Rev.Lett. 100 207402[8]Ye Y,He S 2010 Appl.Phys.Lett. 96 203501[9]Menzel C,Helgert C,Rockstuhl C,Kley E B,Tunnermann A,Pertsch T,Lederer F 2010 Phys.Rev.Lett. 104 253902[10]Shi H,Zhang A,Zheng S,Li J,Jiang Y 2014 Appl.Phys.Lett. 104 034102[11]Wang S,Liu W,Wen G 2018 Sci.Rep. 8 3791[12]Hao J,Yuan Y,Ran L,Jiang T,Kong J,Chan C T,Zhou L 2007 Phys.Rev.Lett. 99 063908[13]Feng M,Wang J,Ma H,Mo W,Ye H,Qu S 2013 J.Appl.Phys. 114 074508[14]Pu M,Chen P,Wang Y,Zhao Z,Huang C,Wang C,Ma X,Luo X 2013 Appl.Phys.Lett. 102 131906[15]Cheng Y Z,Withayachumnankul W,Upadhyay A,Headland D,Nie Y,Gong R Z,Bhaskaran M,Sriram S,Abbott D 2014 Appl.Phys.Lett. 105 181111[16]Zhang L,Zhou P,Chen H,Lu H,Xie J,Deng L 2015 Appl.Phys.B 120 617[17]Chen H,Wang J,Ma H,Qu S,Xu Z,Zhang A,Yan M,Li Y 2014 J.Appl.Phys. 115 154504[18]Ding J,Arigong B,Ren H,Zhou M,Shao J,Lin Y,Zhang H 2014 Opt.Express 22 29143[19]Shi H,Li J,Zhang A,Wang J,Xu Z 2014 Opt.Express 22 20973[20]Wen X,Zheng J 2014 Opt.Express 22 28292[21]Fan Y,Qu S B,Wang J F,Zhang J Q,Feng M D,Zhang A X 2015 Acta Phys.Sin. 64 184101 （in Chinese）[范亚,屈绍波,王甲富,张介秋,冯明德,张安学 2015 物理学报 64 184101][22]Gao X,Han X,Cao W,Li H,Ma H,Cui T 2015 IEEE Trans.Antennas Propag. 63 3522[23]Zhao J,Cheng Y 2017 Optik 136 52[24]Yu J B,Ma H,Wang J F,Feng M D,Li Y F,Qu S B 2015 Acta Phys.Sin. 64 178101 （in Chinese）[余积宝,马华,王甲富,冯明德,李勇峰,屈绍波 2015 物理学报 64 178101][25]Zhao J,Cheng Y 2016 Appl.Phys.B 122 255[26]Ding F,Wang Z,He S,Shalaev V M,Kildishev A V 2015 ACS Nano 9 4111[27]Zhang L,Zhou P,Chen H,Lu H,Xie H,Zhang L,Li E,Xie J,Deng L 2016 Sci.Rep. 6 33826[28]Zhang L,Zhou P,Lu H,Zhang L,Xie J,Deng L 2016 Opt.Mater.Express 6 1393[29]Mei Z,Ma X,Lu C,Zhao Y 2017 AIP Adv. 7 125323[30]Fang Z H,Luo C R,Zhao X P 2017 Acta Photon.Sin. 46 1216001 （in Chinese）[方振华,罗春荣,赵晓鹏 2017 光子学报46 1216001][31]Khan M I,Fraz Q,Tahir F A 2017 J.Appl.Phys. 121 045103[32]Li S,Cao X,Xu L,ZhouL,Yang H,Han J,Zhang Z,Zhang D,Liu X,Zhang C,Zheng Y,Zhao Y 2016 Sci.Rep. 5 37409[33]Sui S,Ma H,Wang J,Feng M,Pang Y,Xia S,Xu Z,Qu S 2016 Appl.Phys.Lett. 109 014104[34]Han J F,Cao X Y,Gao J,Li S J,Zhang C 2016 Acta Phys.Sin. 65 044201 （in Chinese）[韩江枫,曹祥玉,高军,李思佳,张晨 2016 物理学报 65 044201][35]Jia Y,Liu Y,Zhang W,Gong S 2016 Appl.Phys.Lett. 109 051901。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
2.2、同轴槽线转换
同轴线外导体与槽的一边相连，延伸出的同轴内导体弯成大约45°，与槽 的另一边相连，槽的一端被短截，它和连接处有一适当的距离，该距离随 工作频率的不同进行调整，以使阻抗匹配良好，场得到有效激励。
2.3、同轴共面波导转换
3.1、微带槽线转换
微带（底侧）
转换部分
导体
天线开口 槽线短路
也可采用探针实现波导-轴线内导体直径的选取与微带线的特 性阻抗有关，通常使内导体直径等于微带线宽度。
同 轴 线 微 带
如由于连接处的不均匀性会引起反射，可将直径为1mm的同轴线内导体延伸出 2mm左右进行补偿。采用此结构，能在10GHz以下频带范围内获得小于1.15的电压 驻波比。
缝隙（槽线）
槽线与微带可成直角，也可成一定角度，以便达到最佳耦合。
3.2、微带共面带状线转换
3.3、微带共面波导转换 1) 通过带状连接器连接共面波导和微带线
微带线的介质基片用粘合剂结合到共面波导上的接地平面. 开路端的 CPW 中心导带和微带线的导带使用金带连接，开路端的传输 线等效并联电容同金带的等效电感串联，形成一个π型等效电路。 该电路具有低通特性，对于高宽带，并联电容和串联电感必须要很小。
4) 通过通孔连接共面波导和微带线
5）通过正交直接连接共面波导和微带线
从顶部连接时，为了使得共面波导导带和微带线导带可以直接连接，共面波 导导带必须短一些，使得特征阻抗大于 50 欧姆，为了更好地过渡，必须考虑 阻抗匹配的问题.
底部直接连接时，转接头的微带线的地平面必须要具有一个开路结构 以防止与共面波导短路。
4.1、共面波导槽线转换
<共面波导到槽线转接器的设计>
《一种超宽带非对称共面波导-槽线转接器的研究》
4.2、共面波导共面带状线转换
5、槽线共面带状线转换
6、矩形波导圆波导模式变换器
矩形波导 - 园波导模式变换器，大多采用横截面的连续而缓慢的 变化来达到模式的变换，这是基于场分布对边界条件的依从关系。
2)不带底层接地面共面波导通过电磁场耦合连接微带线
微带线和共面波导分别在各自的介质上， 微带线在共面波导上面并且两种传输线共享同一个地平面， 两种传输线的导带如图重合在一起。
无通孔共面波导与微带线转接头的结构主要表现为信号线 的连接，两者地结构的断开,等效电路结构如图 所示。
由等效电路结构图可看出，无通孔结构 CPW 两侧的地结构与微带线的 地结构不直接连接，这样从 CPW 到微带线的过渡等效为在共面波导地 结构与微带线地结构之间串联了一个等效电容。
要求：阻抗匹配、模式匹配，频带宽、功率容量大，能有 效地抑制杂波。
1.1、 波导---同轴线转换器
是连接同轴线与波导的元件。
同轴线波导
19_15 同轴波导转换
同轴线的一端加信号，另一端的内导体伸入矩形波 导内，则同轴线的TEM模就会激励起矩形波导的H10模； 反之亦然。
为使同轴线与波导相匹配, 要调节同轴线的插入深度、 与波导宽边中心的距离及短路活塞的位置。
为了提高转换 效率，可调节 探针深度和短 路活塞位置。
波导—同轴转换
1.2、波导微带转接器
通常在波导与微带线之间加一段脊波导过渡段（或采用渐 变型过渡）来实现阻抗匹配。
波导微带
采用脊波导来过渡，是因为标准矩形波导的等效阻抗要比微带 线的特性阻抗（50W）高得多的缘故。
采用宽带阶梯加脊波导（实即由一些减高波导段组 成）时，4个阶梯就可提供全频段带宽。
H10 H
11
方-圆过度波导：
为了将电磁能量从矩形波导传入圆波导，要求两波导内工作 模式的相速相等，即两模式的截止波长相同，由此可求得圆 波导的半径R
C (TE ) C (TE )
口 10 O 11
即2a=3.42R，R=2a/3.41=0.6a
模式变换器, 主要用于微波铁氧体器件, 可变衰减器 及可变移相器中。
由电磁场理论, 圆极化波可以分解为在空间互相垂直、相 位相差90°而幅度相等的两个线极化波; 线极化波可分解 为在空间互相垂直、大小相等、相位相同的两个线极化波, 只要设法将其中一个分量产生附加90°相移, 再合成即是 圆极化波。 常用的线-圆极化转换器有两种: 多螺钉极化转换器和介质 极化转换器。
介质极化转换器的原理类似
一个应用
7、圆极化-线极化变换器 模式转换器 前面同轴波导激励器和方圆波导转换器等的设计中，一 方面要保证形状转换时阻抗的匹配，以保证信号有效传送；另
一方面要保证工作模式的转换。
极化转换器
另一类转换器是极化转换器, 由于在雷达通信和电子干 扰中经常用到圆极化波, 而微波传输系统往往是线极化的, 为此 需要进行极化转换, 这就需要极化转换器。
结构所在平面成45°角, 这个线极化分量将分解为垂直和平行
于慢波结构所在平面的两个分量Eu和Ev, 它们在空间互相垂直, 且都是主模TE11, 只要螺钉数足够多或介质板足够长, 就可以使
平行分量产生附加 90° 的相位滞后。 于是在输出端两个分量
合成的结果便是一个圆极化波。 至于是左旋还是右旋，要根据输入端线极化方向与慢波 平面之间的夹角确定。
l Em in
Eu 6 .4 mm O 1
y Ev
Eu Ev z －x (b ) 2
2R＝ 61.9 mm
1
3 mm
2
5 1对 (a )
多螺钉极化转换器
介质极化转换器
图 5 – 6 极化转换器
多螺钉极化转换器和介质极化转换器这都是慢波结构, 其相速 要比空心圆波导小。
多螺钉极化转换器
如果变换器输入的是线极化波, 其TE11模的电场与慢波
A、过渡转换元件与耦合
过渡转接元件 形状（模式）转换 波型转换 极化转换器
微波从一种传输系统过渡到另一种传输系统时，需要用于 转换器（转换接头）。
可分：形状（模式或波型）转换器和极化转换器。
形状（模式或波型）转换器 多用于不同波导/传输线结构间的转换，或不同工作模式之 间的过渡。 既要保证形状转换时阻抗的匹配，又要保证工作模式的转 换。
正是因为这个电容的存在，使得无通孔结构在低频时表现出截止特性。 随着共面波导与微带线地结构的的变化，等效的电容也会随之变化. 可以 通过改变传输线结构来改善低频特性，以提高转接头的传输特性。
3)底层带接地面共面波导通过电磁场耦合无通孔连接微带线
将共面波导和微带线通过共同连续的导带结构加工在同一块介质基片上。
总之,共面波导与微带线转接头结构主要可以分成三种： 焊线连接转接头，无通孔连接转接头，通孔连接转接头。
焊线连接的共面波导和微带线转接头，由于二者场不匹配，焊线 会产生高反射，引入非期望的电容。
通孔连接的共面波导和微带线转接头类似. 无通孔连接的共面波导实现了电磁场在共面波导和微带线地之间 的耦合，无通孔的连接转接头制造工艺简单，极小的寄生电阻。