差分信号

设计要求之差分信号环路面积最小化


如果想控制EMI，就需要将环路面积最小化。做到这一点的方法：将 差分线彼此靠近布线。在高速环境中，差分线彼此靠得越近布线，走 线下方所感应的电流的环路就越小，EMI 也可以得到更好的控制。 另外，差分接收器设计为对输入信号的差敏感而对输入的共模偏移不 敏感。也就是说即使（+）输入相对（-）输入仅有轻微的偏移，接收 器也会检测到。但是如果（+）和（-）输入一起偏移（在同样的方 向），相对而言接收器对这种偏移不敏感。因此如果任何外部噪声 （比如EMI或串扰）等同地耦合到差分线中，接收器将对此种（共模 耦合）噪声不敏感。差分线布得越彼此靠近，任何偶合噪声在每根走 线上就越相近。因此电路的噪声抑制就越好。
有效差模阻抗和差分阻抗


有效（差模）阻抗 电压V1以地为参考。线1的有效阻抗（单独来看，在差分对中叫做“差模”阻抗，通 常叫做“单线”阻抗）为电压除以电流，或：Zodd = V1/i1 = Z0*(1-k) 由上可知，因Z0 = Z11 且 k = Z12/Z11，上式可写成： Zodd = Z11 - Z12 为了防止反射，正确的端接方法是用一个值为Zodd的电阻。类似的，线2的差模阻抗 与此相同（在对称差分对的特定情形下）。 差分阻抗 假定在某一瞬间将两根走线用电阻端接到地。因为i1 = -i2，所以根本没有电流流经地。 也就是说，没有真正的理由把电阻接地。因此，有人认为，为了将差分信号和地噪声 隔离，一定不能将它们接地。因此通常的连接形式如图1(c)中所示，用单个电阻连接 线1与线2。电阻的值是线1和线2差模阻抗的和，： Zdiff = 2*Z0*(1-k) 或2*(Z11 - Z12) 这就是为什么经常看到实际上一个差分对具有大约80Ω的差分阻抗，而每个单线 阻抗是50Ω。

PCB设计误区---认为差分信号不需要地平面作为回流路径，或者认为差 分走线彼此为对方提供回流途径。

差分电路对于类似地弹以及其它可能存在于电源和地平面上的噪音信号是不敏感的。 地平面的部分回流抵消并不代表差分电路就不以参考平面作为信号返回路径，其实在 信号回流分析上，差分走线和普通的单端走线的机理是一致的，即高频信号总是沿着 电感最小的回路进行回流，最大的区别在于差分线除了有对地的耦合之外，还存在相 互之间的耦合，哪一种耦合强，那一种就成为主要的回流通路.在 PCB 电路设计中， 一般差分走线之间的耦合较小，往往只占 10~20%的耦合度，更多的还是对地的耦合， 所以差分走线的主要回流路径还是存在于地平面。当地平面发生不连续的时候，无参 考平面的区域，差分走线之间的耦合才会提供主要的回流通路，尽管参考平面的不连 续对差分走线的影响没有对普通的单端走线来的严重，但还是会降低差分信号的质量， 增加 EMI，要尽量避免。也有些设计人员认为，可以去掉差分走线下方的参考平面， 以抑制差分传输中的部分共模信号，但从理论上看这种做法是不可取的，阻抗如何控 制？不给共模信号提供地阻抗回路，势必会造成 EMI 辐射，这种做法弊大于利。
设计要求之走线等长
按照上页的说法，线不等长，会造成信号
不是严格的大小相等、极性相反。这样会 造成不受控的地电流流动，这样会造成严 重的共模EMI问题。
感应电流


和上页相关，即使没有地电流，也会有感应电流产生。任何高速信号都能够（并且一 定会）在相邻电路（或者平面）产生一个耦合信号。这种机制与串扰的机制完全相同。 这是由电磁耦合，互感耦合与互容耦合的综合效果引起的。因此，如同单端信号的返 回电流倾向于在直接位于走线下方的平面上传播，差分线也会在其下方的平面上产生 一个感应电流。 但这不是返回电流。所有的返回电流已经抵消了。因此，这纯粹是平面上的耦合噪声。 问题是，如果电流必须在一个环路中流动，剩下来的电流到哪里去了呢？这是因为有 两根走线，其信号大小相等极性相反。其中一根走线在平面一 个方向上耦合了一个信 号，另一根在平面另一个方向上耦合了一个信号。平面上这两个耦合电流大小相等 （假设其它方面设计得很好）。因此电流完全在差分走线下方的一个环路中流动（下 图）。它们看上去就像是涡流。耦合电流在其中流动的环路由（a）差分线自身和（b） 走线在每个端点之间的间隔来定义。
差分信号优点




除本身差分信号外，无其他信号，方便控制。 因为差分电路对两根走线（两者的信号大小相等极性相反）上信号的差作出响应，得 到的净信号两倍于（可比的环境噪声）任一单端信号。因此在其它条件等同的情况下， 差分信号有着更大的信噪比及性能。 差分电路对线对信号之间的电位差敏感。但是（相对地）对线上与其它参考电压相比 （特别是地）的绝对电位不敏感。因此，相对而言，差分电路对诸如地弹、其它存在 于电源和/或地平面的噪声信号以及可能出现在每一根走线中相等的共模信号这样的问 题不敏感。如果没有通过地返回信号，地回路的连续性相对就变得不重要了。因此， 假如我们有一个模拟信号通过差分对连接到数字器件，就无需担心跨越电源边界，平 面不连续等等问题。 差分信号对EMI和串扰略微免疫。如果线对走得很近，这样任何外部耦合噪声将相等地 耦合进线对。这样一来耦合噪声就变成“共模”噪声，而电路对此是（理论上）免疫 的。如果导线是“缠绕”（比如双绞线）的，那么对噪声的免疫性就更好。因为我们 将印制板上的差分走线缠绕起来，把它们尽可能地靠近走线就是最好的办法了。 控制一对信号的交点比控制一个关于其他参考电压的绝对电压容易。这也是走线要精 确等长的原因之一。
差分信号缺点
差分电路的主要缺陷是走线的增加。它需
要两根走线而不是一根，或者两倍的电路 板面积。
差分信号电流流向和信号完整性


一般的电流沿走线流动并且必须在一个环路内流动，通常从地返回。 针对差分信号，“差分对”没有通过地返回信号不是因为不能，而是因为返回信号的确存在并且大 小相等且极性相反，所以相互抵销了（和为零）。假设从一个信号（+i）返回的信号严格等于且符 号相反另一个信号（-i），那么它们的和（+i-i）为零，没有电流从任何地方流过（特别是地）。 再假设信号并非严格相等且极性相反。设一个为+i1 另一个为-i2。这里i1 和i2 的值近似但是不等。 返回电流的和为(i1-i2)。因为不是零，这个增加的电流必须从某个地方返回，推测应该是地。 现在假设发送电路发送一对差分信号，严格相等且极性相反。再假定他们在路径的终点仍然如此。 但是如果路径长度不等会如何呢？如果（差分对中的）一条路径比另外一条长，那么信号在传输到 接收器的阶段就不再是严格相等且极性相反了（下图）。如果信号在它们从一个状态到另一个状态 的转变过程中不再是严格相等且相反，没有电流流经地就不再是正确的了。如果有流经地的电流存 在，那么电源完整性就一定成为一个问题，并且可能EMI也会成为一个问题。
状态变化点

当差分信号曲线交叉时逻辑状态在该点发生变化。相比单端信号（以一个不太精确的 受电路板其他位置的噪声的干扰的信号为参考）差分信号（彼此互为参考）的翻转时 序可以更精确地设定。差分对的交叉点定义得非常精确（下图 ）。而单端信号位于逻 辑 1 和逻辑 0 之间的交叉点受制于（举例）噪声、噪声门限以及门限检测问题等等。
共模信号

共模是指同时在一个（差分）信号的线对或者在单端走线 和地上出现的信号。对我们来说这并不容易直观地去理解， 因为我们很难想象怎样才能产生这样的信号。相反通常我 们不会产生共模信号。通常这些都是由电路的寄生环境或 者从邻近的外部源耦合进电路产生的。共模信号总是很 “糟糕”，许多设计规则就是用来防止它们的发生。
差分信号
Sem.li 2012-4
简单的描述差分信号


就是驱动端发送两个等值、反相的信号，接收端通过比较这两个电压的差值来判断逻 辑状态“0”还是“1”。而承载差分信号的那一对走线就称为差分走线。一般可以认为 其中一根走线传送正信号而另一根传送负信号，并且大小相等极性相反，没有通过地 的返回信号；信号沿一根走线前进并从另外一根返回。 从严格意义上来讲，所有电压信号都是差分的，因为一个电压只能是相对于另一个电 压而言的。在某些系统里，系统‘地’被用作电压基准点。当‘地’作电压测量基准 时，这种信号规划被称之为单端的。差分信号是两条信号相互做参考。假设一个信号 是V+，另一个信号是V-。当V+>V-时，信号定义成正极信号，当V+<V-时，信号定 义成负极信号。需要注意 V+与V-都围绕基准电压（本图中是2.5V）翻转。
差分对阻抗

V1 = Z11*i1 + Z11*k*i2 （1） V2 = Z22*i2 + Z21*k*i1 注意假设在仔细设计并且是对称的情况下，Z11 = Z22 = Z0，且i2 = -i1 则： V1 = Z0*i1*(1-k) （3） V2 = -Z0*i1*(1-k) 推出：V1 = -V2，这是理想差分对的特性。
单端信号
单模是最常见的。它包括介于驱动器与接
收器之间的单根导线或走线。信号沿走线 传播并从地返回。事实上信号可以仅仅/同 时从地或电源系统返回。
差分走线基本原则



目的：保证走线的特征阻抗在沿线保持不变。 理论上，希望每根走线都与其配对走线完全一致。差分对 中每根走线应该具有一致的阻抗与一致的长度。 实际上，差分信号通常以线对的方式进行布线பைடு நூலகம்线对的间 距沿线处处保持不变，并且尽量将差分对靠近布线。 差分线彼此耦合。这种耦合影响了走线的对外阻抗。因此 差分走线之间的耦合必须在整个线长内保持一致或者阻抗 是连续的。这就是设计规则中“固定间距”的原因。
单端和差分的参考电平区别
差分信号仅参考到与其配对信号。也就是
说，如果一根走线（正信号）上的电压比 另外一根走线（负信号）高，我们就得到 了一个逻辑状态，如果是低，我们就得到 另外一个逻辑状态。而单端信号需要和某 些参考电位进行比较。这个参考电位可能 是GND、一个元件的门限电压、或者电路 中另一个电信号。
Zdiff 的计算

即使理解Zdiff是2*(Z11-Z12)也不是很有用，因为Z12的值并不直观。但是，当我们 看到Z12与耦合系数k有关，事情就变得清晰了。国家半导体发布的计算Zdiff的公式 [参考国家半导体“Introduction to LVDS”（第28-29页），可以从其官方网站上访 问：http://www.national.com/appinfo/lvds/。]已经被广泛接受： Zdiff = 2*Z0(1-.48*e-.96*S/H) 微带线 Zdiff = 2*Z0(1-.347*e-2.9*S/H) 带状线 其中的术语在图2中定义。Z0为其传统定义。
2条并行线（线对）的阻抗

下图演示了一对走线。线1具有特征阻抗Z11，与上文中Z0一致，电流i1。线2具有类 似的定义。当我们将线2向线1靠近时，线2上的电流开始以比例常数k耦合到线1上。 类似地，线1的电流i1开始以同样的比例常数耦合到线2上。每根走线上任意一点的电 压，还是根据欧姆定律，为： V1 = Z11*i1 + Z11*k*i2 （1） V2 = Z22*i2 + Z22*k*i1 现在我们定义Z12 = k*Z11以及Z21 = k*Z22。这样，式（1）就可以写成： V1 = Z11*i1 + Z12*i2 （2） V2 = Z21*i1 + Z22*i2 这个方程组可以推广到任意数量的走线。
共模阻抗

共模阻抗与上面略有不同。第一个差别是i1 = i2（没有负号），这样式3就变成： V1 = Z0*i1*(1+k) （4） V2 = Z0*i1*(1+k) 并且正如所期望的，V1 = V2。因此单线阻抗是Z0*(1+k)。在共模情况下，两 根线的端接电阻均接地，所以流经地的电流为i1+i2且这两个电阻对器件表现为并联。 也就是说，共模阻抗是这些电阻的并联组合，或： Zcommon = (1/2)*Z0*(1+k)，或Zcommon = (1/2)*(Z11 + Z12) 注意，这里差分对的共模阻抗大约为差模阻抗的1/4。
设计要求之差分对的线距必须在全线为常数。

差分阻抗因互耦而变，而互耦因线距而变。等距则主要是为了保证两者差分阻抗一致， 减少反射。因此在任何情况下，走线阻抗，也就是互耦，在全线为常数是很重要的。 所以差分对的线距必须在全线为常数。
单线阻抗


下图演示了一个典型的单根走线。其特征阻抗是Z0，其 上流经的电流为i。沿线任意一点的电压为V=Z0*i（根据 欧姆定律）。 注：所谓的阻抗匹配是指有信号流过时，电路上的阻抗。 即R=V/I。例如视频线阻抗是75ohm。无信号时，使用 万用表测量此线是0ohm 的。