电子线路PPT 第三章
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电子线路基础(梁明理)第3章
第3章 集成运算放大电路
3.4 基本运算电路 3. 积分电路
v1 i1 = = iC R1
iC = −C
dvo dt
1 1 vo =- ∫ iC dt = ∫ vi dt C R1C
第3章 集成运算放大电路
3.4 基本运算电路 4. 微分电路
vo =-iR = − RC dvi dt
第3章 集成运算放大电路
第3章 集成运算放大电路
3.1 集成运放的基本单元电路
集成运放是一个高放大倍数的多级直接耦合放大电路。 集成运放是一个高放大倍数的多级直接耦合放大电路。
vo = Avo (vP − vN )
第3章 集成运算放大电路
输入级
3.1 集成运放的基本单元电路
第3章 集成运算放大电路
中间级
3.1 集成运放的基本单元电路
第3章 集成运算放大电路
3.3 集成运放的基本电路 2. 同相放大电路
vP = vi
vn = R2 R1
R1 vo R1 + R2
Av = 1 +
第3章 集成运算放大电路
3.3 集成运放的基本电路 3. 差分输入放大电路
vi1 − vn vi1 − vo = R1 R2 R2 vp = vi2 R1 + R2
R p =R1 // R2 // R3 // R4 ≈ 1.3kΩ
R4 R4 =5 R1 = = 20kΩ R1 5 R4 R4 =0.2 R3 = = 500kΩ R3 0.2
第3章 集成运算放大电路
习题课
vI1 − vp R1 vI2 − vp R2 vI3 − vp R3
&# vI2 vI3 vp + + = + + R1 R2 R3 R1 R2 R3 令Rp = R1 // R2 // R3
高频电子线路第3章高频功率放大器
ic I c 0 I c1m cos t I c 2m cos 2t ... I cnm cos nt
其中各分量的振幅：
1 I c0 2
I c1m 1
1 i d ( t ) c 2
c
c
c
c
I cM
cost cos c I sin c c cos c d (t ) cM ( ) 0 ( c ) I cM 1 cos c 1 cos c
窄带谐振放大器
有源器件 谐振回路 采用具有滤 波特性的选 频网络作为 负载
丙类
四、谐振功率放大器与小信号谐振放大器的异同
相同之处：它们放大的信号均为高频信号，而且放大器的负 载均为谐振回路。 不同之处：激励信号幅度大小不同；放大器工作点不同； 晶体管动态范围不同。
ic ic
ic ic
Q
o o
o
eb
t
尖顶余弦脉冲
图3-5丙类状态下集电极电流波形
1、iC表达式:
u BE VBB U bm cost 由 iC g c (u BE U BZ ) iC g c (VBB U bm cost U BZ )(3 9)
图3-3
2, iC两参数:I CM 、c
另外，为了分析方便，根据理想化输入特性，将理想化输 出特性曲线中的参变量ib 改为ube。
图中 ib=7mA，由输入特性
可知，uce=0.68V时，对应 的ic=180mA；而 ib=0 时， ube=0.6V，在0.60V-0.68V之 间，可按每间隔0.02V画出
水平线，即得到以ube为参
变量的理想化特性曲线。这 样的理想化特性正好满足gc 为常数。
模拟电子线路 课件第三章第5-8节——共C和共B电路、多级放大器
模拟电子线路 课件第三章第5-8节——共C 和共B 电路、多级放大器主 题：课件第三章第5-8节——共C 和共B 电路、多级放大器 学习时间：2016年4月18日－4月24日内 容：我们这周主要学习课件第三章半导体三极管及放大电路基础第5-8节共C 和共B 电路、多级放大器的相关内容。
请同学带着以下问题学习：如何分析共C 组态放大电路及多级放大器？一、学习要求掌握共C 组态放大电路的静、动态分析方法；能用小信号等效电路法求指标；掌握多级放大器的静、动态分析和电压放大倍数的计算。
重点：共C 组态放大电路的分析方法；多级放大器的参数计算方法 难点：多级放大器的静、动态分析二、主要内容1．共C 和共B 电路（1）共集电极放大电路（射极输出器）输入信号加在基极和集电极之间，输出信号由发射极和集电极之间取出，集电极是输入、输出回路的共同端。
共集电极电路又称为射极输出器、电压跟随器。
①静态工作点分析CC BEB b e =(1)V U I R R β++－C B I I β=CE CC e E =U V R I －+-u o +-R S u②动态分析电压放大倍数 'o L u 'i e L (1+)==1(1+)b U R A U r R ββ≈+其中，'L e L R R R =∥输入电阻 'i b be L [(1+)]r =R r R β+∥ 输出电阻 s b beo e 1+R R r r R β+=∥∥共集电极放大电路的特点：● 电压增益小于而接近于1，输出电压与输入电压同相； ● 输入阻抗高，输出阻抗小。
射极输出器的应用：● 放在多级放大器的输入端，提高整个放大器的输入电阻。
● 放在多级放大器的输出端，减小整个放大器的输出电阻。
● 放在两级之间，起缓冲作用。
2.共基极电路输入信号加在发射极和基极之间，输出信号由集电极和基极之间取出，基极是输入、输出回路的共同端。
电子技术 数字电路 第3章 组合逻辑电路
是F，多数赞成时是“1”， 否则是“0”。
0111 1000 1011
2. 根据题意列出真值表。
1101 1111
（3-13）
真值表
ABCF 0000 0010 0100 0111 1000 1011 1101 1111
3. 画出卡诺图，并用卡 诺图化简：
BC A 00
00
BC 01 11 10
010
3.4.1 编码器
所谓编码就是赋予选定的一系列二进制代码以 固定的含义。
一、二进制编码器
二进制编码器的作用：将一系列信号状态编制成 二进制代码。
n个二进制代码（n位二进制数）有2n种 不同的组合，可以表示2n个信号。
（3-17）
例：用与非门组成三位二进制编码器。 ---八线-三线编码器 设八个输入端为I1I8，八种状态，
全加器SN74LS183的管脚图
14 Ucc 2an 2bn2cn-1 2cn
2sn
SN74LS183
1 1an 1bn 1cn-11cn 1sn GND
（3-39）
例：用一片SN74LS183构成两位串行进位全加器。
D2
C
D1
串行进位
sn
cn
全加器
an bn cn-1
sn
cn
全加器
an bn cn-1
1 0 1 1 1 AB
AC
F AB BC CA
（3-14）
4. 根据逻辑表达式画出逻辑图。 (1) 若用与或门实现
F AB BC CA
A
&
B
C
&
1 F
&
（3-15）
(2) 若用与非门实现
高频电子线路第3章高频谐振放大器
机电路中，如下图。
Ec
Cn
L1
L2
. Uo
＋
V1 .
V2
Uc
－
(b)
2021/8/7
③ 失配法：从输入导纳Yi的关系式可以看出，要降低Yre 对输入端的影响，可以通过增加负载导纳来实现。但这意味着 负载和晶体管的输出导纳不匹配，因此这种方法称为失配法。
下图的共发—共基电路可以用失配法解释：V2的输入导纳很 大，意味着V1的负载导纳很大。
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5. 多级谐振放大器 多级单调谐放大器：假设有n个单回路调谐放大器级联，
且各级电压放大倍数分别为K01、K02、…、K0n，多级单 调谐放大器的谐振频率相同，均为信号的中心频率。
总电压放大倍数：K0 K01K02 K0n
单回路频率特性： 1 12
总谐振特性： n 1 2 n /2
总带宽：B B1 21/n 1，B1为单回路带宽
总矩形系数：K0.1
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22/n 1 21/ n 1
多级双调谐放大器：设有n 级双调谐放大器级联，均工作在临
界耦合状态。假设各级电压放大倍数分别为K01、K02、…、K0n， 多级单调谐放大器谐振频率相同, 均为信号的中心频率。
电压总增益：K0 K01K02......K0n
双极晶体管和场效应管：低于几百瓦； 电子管：高于几百瓦。 转换效率：高频功放实质上是将电源直流功率转换成高频功率 的过程。转换效率就是反映直流功率转换成高频功率的效率。 最高可达80%。
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工作状态：为了提高转换效率，高频功率放大器大多工作在 C(丙)类状态。
A(甲)类：ηmax=50%，放大器一直处于导通状态。 B(乙)类：ηmax=78.5%，放大器有一半时间处于导通状态。 C(丙)类：ηmax>78.50%，放大器有一少半时间处于导通状态。
Ec
Cn
L1
L2
. Uo
＋
V1 .
V2
Uc
－
(b)
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③ 失配法：从输入导纳Yi的关系式可以看出，要降低Yre 对输入端的影响，可以通过增加负载导纳来实现。但这意味着 负载和晶体管的输出导纳不匹配，因此这种方法称为失配法。
下图的共发—共基电路可以用失配法解释：V2的输入导纳很 大，意味着V1的负载导纳很大。
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5. 多级谐振放大器 多级单调谐放大器：假设有n个单回路调谐放大器级联，
且各级电压放大倍数分别为K01、K02、…、K0n，多级单 调谐放大器的谐振频率相同，均为信号的中心频率。
总电压放大倍数：K0 K01K02 K0n
单回路频率特性： 1 12
总谐振特性： n 1 2 n /2
总带宽：B B1 21/n 1，B1为单回路带宽
总矩形系数：K0.1
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22/n 1 21/ n 1
多级双调谐放大器：设有n 级双调谐放大器级联，均工作在临
界耦合状态。假设各级电压放大倍数分别为K01、K02、…、K0n， 多级单调谐放大器谐振频率相同, 均为信号的中心频率。
电压总增益：K0 K01K02......K0n
双极晶体管和场效应管：低于几百瓦； 电子管：高于几百瓦。 转换效率：高频功放实质上是将电源直流功率转换成高频功率 的过程。转换效率就是反映直流功率转换成高频功率的效率。 最高可达80%。
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工作状态：为了提高转换效率，高频功率放大器大多工作在 C(丙)类状态。
A(甲)类：ηmax=50%，放大器一直处于导通状态。 B(乙)类：ηmax=78.5%，放大器有一半时间处于导通状态。 C(丙)类：ηmax>78.50%，放大器有一少半时间处于导通状态。
高频电子线路_第3章.ppt
C
1 1( ) Ucm 2 0 ( ) VCC
1 2
g1( )
其中 Ucm
VCC
为集电极电压利用系数
g1( )=
1( ) 0 ( )
Ic1m IC0
为波形系数
值越小，g1( )越大，放大器的效率也越高。
在 1时，可看不同工作状态下放大器的效率分别为: 甲类工作状态 180 , g1( ) 1,C =50% 乙类工作状态 90 , g1( ) 1.57,C =78.5% 丙类工作状态 60 , g1( ) 1.8,C =90%
若VCC、VBB、Vim参变量不变，则放大器的工作状态就由负 载电阻Re决定。此时放大器的电流、输出电压、功率、效 率等随Re而变化的特性，叫做放大器的负载特性（曲线）。
1、欠压、临界和过压工作状态
——根据集电极电流是否进入饱和区
绿线：欠压状态——未进入饱和状态的工作 状态。
为尖顶余弦脉冲。
蓝线：临界状态——刚好不进入饱和状态 的工作状态。
ic gc VBB Uim cost UBE(on)
余弦电流脉冲的主要参量
iC
和
max
，如c 图
当 t c 时，iC 0
cos UBE(on) VBB
Uim
ic gcUim cost cos
而当t 0时，ic iC max
iCmax gcUim 1 cos
iC
iC max
直流分量只能通过回路电感线圈去路，其直流电阻较小，对
直流也可看成短路。
集电极电流流经谐振回路时，只有基波电流才产生压降，
因而LC谐振回路两端输出不失真的高频信号电压。若回路谐振 电阻为Re，则
uc Ic1m Re cost Ucm cost,
电子线路-第三节-V3
三个截止频率： 共发射极截止频率； 共基极截止频率； 特征频率。
随着VCE的增大，iC稍有增大，曲线 略有上翘。这是由于VCE增大时，更 多的电子注入到集电区，基区的电 子空穴复合的几率减小而导致的。
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晶体管的电流-电压特性曲线
共射极NPN型晶体管的输出特性曲线 输出特性的主要特点。
iB = 214 uA
饱和区
iB = 165 uA
在VCE减小到一定程度后，注入集电极的 电子将减小。再增大iB， iC的变化也不明 显，这种情况称之为饱和区。
集电结两边的载流子也要经集电极漂移，在集基回路中流通，构成反向饱和电 流ICBO 反向饱和电流ICBO与二极管的反向电流一样，在一定温度下，基本上是一个常 数，与电压VCE无关。 对于硅管，室温下， ICBO < 1uA。
29/32
晶体管的主要参数
极间反向电流 集电极 – 发射极间的反向电流 iCEO 在共射极电路分析中，我们假设 方程： 忽略不计，而得到共射极直流电流传输
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晶体管的电流-电压特性曲线
共射极NPN型晶体管的输入特性曲线 输入特性有以下主要特点。 VCE=0的一条特性曲线，相当于两 个二极管并联的正向特性。 随着VCE的增大，曲线向后移动。
VCE=0 VCE>=1
随着VCE的增大，集电结由正偏向反偏 过度，收集电子的能力加强，使得从 发射区进入基区的电子更多地流向集 电区，则在基区的电子空穴复合的几 率减小，表现为基极电流iB的减小。 因此，在VCE的增大同时，要维持基极电 流iB不变，就要相应地增大VBE，曲线向 后移动了。
如图所示，电路模拟中只给出了两 条曲线。
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晶体管的电流-电压特性曲线
电子线路实训PPT课件
越大，其支路电流越小，阻值越小，其支路电流越大。
电阻串联电路和电阻并联电路
图2-5
图2-6
伏安法测电阻 伏安法测量电阻是用电流表和 电压表分别测出被测电阻中流过的电流和电 阻两端电压，然后用欧姆定律R=U/I计算出被 测电阻的阻值。
–电压表外接法：适合于测量阻值较大的电阻 ，如 图2-7所示 。
– 特殊电阻的检测
压敏电阻的检测：用万用表的R×1kΩ档测量压敏电阻两引脚之 间的正、反向绝缘电阻，应均为无穷大。
光敏电阻的检测： 1、用一黑纸片将光敏电阻的透光窗口遮住，此时万用表的指
针基本保持不动，阻值接近无穷大。此值越大说明光敏电阻性能 越好。
2、将一光源对准光敏电阻的透光窗口，此时万用表的指针应
–电压表内接法：适合于测量阻值较小的电阻 ，如 图2-8所示 。
图2-7
图2-8
实训内容及步骤
电阻串连
–按图2-5所示电路在实训电路板上搭接电路。 –测出回路中流过的电流I和各电阻上的电压U1、U2、
U3及总电压U ，验证U＝U1＋U2＋U3
（电容）相应量程上，就可测出电容值。
晶体管测量：
– 将量程功能开关转到hFE位置，被测晶体管PNP型或NPN型的 发射极、基极和集电极的脚插放到相应的E、B、C插座中， 即得hFE参数。
二极管和通断测量：
– 1、将红色测试笔插入“V/”插口中，黑色测试笔插入 “COM”插口中。
– 2、将量程功能开关转到
位置上，红笔接在二极管正
极上，黑笔接在二极管负极上，显示器即显示出二极管的正
向导通压降。如测试笔反接，显示器显示 “1” ，则表示
超过量程，否则表明此二极管反向漏电大。用来测量通断状
态时，如被测量点间的电阻低于30时，蜂鸣器会发出声音
电阻串联电路和电阻并联电路
图2-5
图2-6
伏安法测电阻 伏安法测量电阻是用电流表和 电压表分别测出被测电阻中流过的电流和电 阻两端电压，然后用欧姆定律R=U/I计算出被 测电阻的阻值。
–电压表外接法：适合于测量阻值较大的电阻 ，如 图2-7所示 。
– 特殊电阻的检测
压敏电阻的检测：用万用表的R×1kΩ档测量压敏电阻两引脚之 间的正、反向绝缘电阻，应均为无穷大。
光敏电阻的检测： 1、用一黑纸片将光敏电阻的透光窗口遮住，此时万用表的指
针基本保持不动，阻值接近无穷大。此值越大说明光敏电阻性能 越好。
2、将一光源对准光敏电阻的透光窗口，此时万用表的指针应
–电压表内接法：适合于测量阻值较小的电阻 ，如 图2-8所示 。
图2-7
图2-8
实训内容及步骤
电阻串连
–按图2-5所示电路在实训电路板上搭接电路。 –测出回路中流过的电流I和各电阻上的电压U1、U2、
U3及总电压U ，验证U＝U1＋U2＋U3
（电容）相应量程上，就可测出电容值。
晶体管测量：
– 将量程功能开关转到hFE位置，被测晶体管PNP型或NPN型的 发射极、基极和集电极的脚插放到相应的E、B、C插座中， 即得hFE参数。
二极管和通断测量：
– 1、将红色测试笔插入“V/”插口中，黑色测试笔插入 “COM”插口中。
– 2、将量程功能开关转到
位置上，红笔接在二极管正
极上，黑笔接在二极管负极上，显示器即显示出二极管的正
向导通压降。如测试笔反接，显示器显示 “1” ，则表示
超过量程，否则表明此二极管反向漏电大。用来测量通断状
态时，如被测量点间的电阻低于30时，蜂鸣器会发出声音
【模拟电子线路】第3章 电压比较器
R2
ui
UTH
ui
UTH
0
t
0
t
UTL
UTL
相位相同
第三章 电压比较器、弛张振荡器及模拟开关
2）. 同相比较器电路构成的电路
R1
ui
R2
+
A1
-
uo1 R
C
＋＋
-
A2
+
uo2
uo1
UoH
uo
UoH
uo1
UTH
UTH
UTL
ui 0
t
UTL
UoL
UoL
第三章 电压比较器、弛张振荡器及模拟开关
3）. 振荡频率f0的确定
第三章 电压比较器、弛张振荡器及模拟开关
1. 方波振荡器
方波振荡器是由运放构成反相迟滞比较器，再加一条
RC充放电支路构成。 反相迟滞比较器的传输特性及其上、下门限分别为：
UTH
R1
R2 R2
U oH
ui
R
-
A
＋
C
R1
UTL
R2 R1 R2
U oL
U
＝-
oL
U
oH
uo
UoH
uo
UTL
UTH
第三章 电压比较器、弛张振荡器及模拟开关
② 反之，ui由大逐渐变小时，由于同相端电位变为
U
U
R1 R1 R2
U oL
因而ui必须小到 U 时，输出才由低电平跳变为高电平。
此时的输入电压称为下门限电压，记为UTL。 UTL= U
电压的传输特性曲线如图所示：
ui R'
高频电子线路第三章高频功率放大器(上课)
(d)丙类 class-C amplifier
3.要解决的问题 提高输出功率 提高效率 管子的保护 减小失真（线性度）
C
输出功率 直流电源提供的直流功
率
=
Po = P
Po Po PC
P (直流电源功率 ) = Po (交流功率 ) PC (直流功耗 )
4. 效率与失真矛盾的解决
小信号谐振放大器与丙类谐振功率放大器的区别之处在于：
工作状态分别为小信号甲类与大信号丙类。因此，采用负电源
作基极偏置。
失真
iC 转移
iC
特性
VBB
理想化
t
- qc
o V BZ
vbe - qc 0 +qc
+ q0c
v be
V bm
t
v BE VBB Vbm cost
E
图 高频功率放大器的 基本电路
iC cost cosqc
iCm a x
1 cosqc
iC Ic0 Icm1 cost Icm2 cos2t Icmn cosnt
由傅里叶级数求系数，得
IC0
1 2π
qqcciCdt iCmax0 (qc )
图3.3.3 尖顶余弦脉冲
qc
g1(qc )
Icm1 Ic0
1(qc ) 0 (qc )
g1
(q
c
)
qc cosqc sinqc qc
s in q cosq
c c
下面分析基波分量Ic1m、集电极效率η c和输出功率Po随通角 qc变化的情况，从而选择合适的工作状态。
0
电子线路(线性部分)第3章场效应管
No Image
16
4、由VGD=VGD-VDS， 当VGD＝ VGS(off) ，即VDS ≥ VGS- VGS(off)时，出现了预夹断，ID也 不会随VDS变化
No Image
17
No Image
18
二、特性曲线 与DMOS类似
No No mage Image
19
1)非饱和区：VGS>VGS(off)，VDS≤VGS-VGS(off) （相当于三极管的 饱和区） 2)饱和区：VGS>VGS(off)，VDS≥VGS-VGS(off) 3)截止区：VGS＜VGS(off) 4)击穿区：VGS或VDS太大 （相当于三极管的
7
CoxW 导： gm 2 IDQ 2l 1 阻： g I
输入特性：（转移特性） 输出特性： 1)非饱和区：VGS>VGS(th)，VDS≤VGS-VGS(th) 相当于三极管的饱和区 2)饱和区：VGS>VGS(th)，VDS≥VGS-VGS(th) 相当于三极管的放大区 3)截止区：VGS＜VGS(th) 4)击穿区：VGS或VDS太大
一、结构及工作原理（N沟道）
P区：高掺杂
N区：低掺杂
No Image
12
1、VGS＝0，VDS为正电压 ID随VDS正向增长
No Image
13
2、VGS为负电压，VDS为正电压 VGS越负，沟道变窄，ID随VDS增长变慢
No Image
14
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15
3、VGS＝VP（夹断电压），ID不随VDS变化(很小）
8
二、耗尽型场效应管（DMOS） 1、结构与工作原理 与EMOS相似，差别仅在于预先已在衬底表面扩散了一薄层与衬底
模拟电子线路第三章
0 －1
3 2
9 8
－2 1 7
－3 0 6
－4 －1 5 －5 －2 4 －6 －3 3
0
uDS
线性可变电阻区
图3―12各种场效应管的转移特性和输出特性对比
(a)转移特性；(b)输出特性
45
各种类型场效应管的工作区间小结：
JFET
iD
D ID减小
N沟道
UGSoff
UGSoff
uGS
P沟道
P UGS
16
2.恒流区（相当于晶体管的放大区） 当漏、栅间电压|uDG|> | UGSoff |时，即预夹
断后所对应的区域。
当UGS一定时：
uDS↑→漂移电流↑→iD↑，但同时uDS↑→D结 变宽↑→iD↓，因此iD变化很小，只是略有增 加。
因此：uDS对iD的控制能力很弱。（类似基
区宽度调制效应）
17
当UGSoff <UGS<0时，iD与uGS关系符合
图3―4 uDS
13
iD /mA
4 3
可 变 u DS ＝ uGS－UGSoff
电
UGS ＝0V
阻
区
恒
－0.5V
流
－1V
2
区
－1.5V
1
－2V
0
5
10
15
20
截止区
击 穿 区
UGSoff uDS /V
(b)输出特性曲线
图3―3JFET的转移特性曲线和输出特性曲线
14
1. 可变电阻区（相当于晶体管的饱和区）
50
UGSth
iD N沟 道
UGsth
P沟道
截止区：GS结夹断。 可变电阻区：GS结未夹断，GD结 uGS 未夹断
通信电子线路第3章 高频调谐功率放大器
目的：能够使电信号能够有效地进行远距离传输 特点：高频、大信号、非线性工作 要求：输出功率大（PE=PO+PC）、转换效率高 A，B，AB，C；（甲、乙、甲乙、丙） 工作状态： D，E，S； （开关型） F，G，H ；（特殊技术型）
分析方法：折线法近似分析
3.2 调谐功率放大器的工作原理
3.2.1 基本电路构成 组成：BJT、LC谐振回路、馈电电源
高频功放中的能量关系与效率：
1）集电极输出功率：
1 1 2 1 U c21m pO I c1mU c1m I c1m Re 2 2 2 Re
2）集电极电源提供功率： PE I c 0U CC 3）集电极损耗功率： Pc PE PO
PO 1 I c1m U c1m 1 4）集电极效率： C 1 C PE 2 I c 0 U CC 2
1 ( ) （2） —— 集电极电流利用系数 0 ( ) 1 ( ) ↑，但 ↓，Po↓，为了兼顾功率和效率， 0 ( )↑， c 60 ~ 80 通常取 。
3.3.2.槽路效率
PL —— 负载功率，RL 所吸收的功率； PT —— 槽路损耗功率，槽路空载电阻R0所吸收的功率。
电源供给的功率PS ，一部分（PC）损耗在管子，使管 子发热；另一部分（Po）转换为交流功率，输出给槽路。 通过槽路一部分（ PT ）损耗在槽路线圈和电容中，另 一部分（PL）输出给负载RL。
3.3.1.集电极效率 c
直流电源供给功率
PS Ec I c 0
集电极交流输出功率 Po 1 / 2U cm I c1m
其中0(θ)、1(θ) 、…、n (θ)为谐波分解系数；另 定义1=Ic1m/Ic0= 1(θ) / 0(θ)为波形系数，随减小 而增大。
电力电子课件3 有源逆变
I E1 E2
R
电源都输出功率：P2 E2I P1 E1I
功率流向？
电阻上消耗功率：
PR (E1 E2)I
I
E1
R
E2
若R很小，则电流很大，两个电源短路，不希望出现这种情况
结论:两个电源间的电能流转
• 两个电源同极性相连，电流总是从电势高的电源流向电势低的电 源。电流大小决定于两电势之差和回路电阻。 • 电流从电源正极性端流出者为发出功率，从正极性端流入者为吸 收功率。 • 两电源反极性相连时则形成短路(因为线路等效电阻总是很小)，工 作中应严防发生。
20
逆变角概念
逆变状态输出电压平均值可写成
Ud Ud0Cos
可见，当β=0时 输出电压平均值Ud达到负最大值。
21
晶闸管的电压波形: 逆变时 •主要承受正压
•峰值 U22l
22
u2 ua
整流
ub
uc
ua
ub
uc
逆变
ua
ub
uc
ua
ub
O
t
uTa uab uac ubc uba uca ucb uab uac ubc uba uca ucb uab uac ubc uba uca ucb uab uac ubc
为了避免这种情况，同样也必须提前换相，即β角应留有 余量。
余量多大？
45
逆变角裕量
如若逆变角裕量不够，如β<γ时，则到达β＝0时换相尚未 完成，过了β＝0时，换相失败，又将发生交流电源某相电 压的正半周期与电势的顺极性串联现象。
所以逆变角必须留出足够多的裕量（考虑开关延时、换相 重叠角等影响），保证在β＝0时换相确实结束，
对触发电路的要求: 各相 脉冲轮流 !!!
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D
ID
U
N 沟道 DMOS
G
S
VGS = 0 时，导电沟道已存在 对比增强型？
S U N+ P+ N G P+ D
沟道线是实线
D
ID
U
P 沟道 DMOS
G
S
第3章
场效应管
NDMOS 管伏安特性
ID/mA VDS = VGS –VGS(th) VGS = 1 V
0. 5 V 0V
ID/mA
0. 5 V
第3章
场效应管 ID
伏安特性
由于 MOS 管栅极电 流为零，故不讨论输入特 性曲线。 共源组态特性曲线： 输出特性： 转移特性： ID = f ( VDS )
IG 0
+ VGS -
+
T
VDS
-
VGS = 常数 VDS = 常数
ID = f ( VGS )
转移特性与输出特性反映场效应管同一物理过程， 它们之间可以相互转换。
第3章
场效应管
ID/mA VDS = VGS – VGS(th)
截止区
ID = 0 以下的工作区域。 条件： VGS < VGS(th) 沟道未形成时的工作区 特点： IG 0，ID 0
O
VGS = 5 V
4.5 V 4V 3.5 V VDS /V
相当于 MOS 管三个电极断开。
击穿区
第3章
场效应管
NEMOS 管输出特性曲线 非饱和区
沟道预夹断前对应的工作区。 条件： 特点：
ID/mA VDS = VGS – VGS(th) VGS = 5 V 4.5 V
VGS > VGS(th) V DS < VGS – VGS(th)
O
4V 3.5 V
VDS /V
ID 同时受 VGS 与 VDS 的控制。
当 VGS为常数时，VDSID 近似线性，表现为一种电阻特性； 当 VDS为常数时，VGS ID ，表现出一种压控电阻的特性。
因此，非饱和区又称为可变电阻区。
第3章
场效应管
数学模型：
VDS 很小 MOS 管工作在非饱和区时，ID 与 VDS 之间呈线 性关系： C W 2 I D n OX [2(VGS VGS(th) )VDS VDS ] 2l nCOXW (VGS VGS(th) )VDS l 其中，W、l 为沟道的宽度和长度。 COX (= / OX , SiO2 层介电常数与厚度有关)为单位面积的 栅极电容量。 此时 MOS 管可看成阻值受 VGS 控制的线性电阻器：
l Ron n C OXW 1 VGS VGS(th)
注意：非饱和区相当于三极管的饱和区。
第3章
场效应管
ID/mA VDS = VGS – VGS(th)
VGS = 5 V 4.5 V 4V 3.5 V
饱和区
沟道预夹断后对应的工作区。 条件： 特点：
VDD (+20 V) RG1 1.2 M ID RD 10 k
考虑到衬底电压 vus 对漏极电流 id 的控制作用，小信 号等效电路中需增加一个压控电流源 gmuvus。
id
g +
vgs
s -
gmvgs
gmuvus
rds
i D vus
+ -
d
vds
gm
Q
gmu 称背栅跨导，工程上
gmu
为常数，一般 = 0.1 ~ 0.2。
第3章
场效应管
MOS 管截止模式判断方法
截止条件
N 沟道管：VGS < VGS(th) P 沟道管：VGS > VGS(th)
非饱和与饱和(放大)模式判断方法
假定 MOS 管工作在放大模式：
a)由直流通路写出管外电路 VGS与 ID 之间关系式。
b)利用饱和区数学模型：
ID
C OXW
2l
(VGS VGS(th) ) 2
第3章
场效应管
3.1.1 增强型 MOS 场效应管
N 沟道 EMOSFET 结构示意图
源极 衬底极
U S G D W
金属栅极 漏极
电路符号 D
P+ N+ N+ P+
沟道 宽度
SiO2 绝缘层 P 型硅 衬底
G S
U
l
P
沟道长度
第3章
场效应管
MOSFET 工作原理：
利用半导体表面的电场效应，通过栅源电压 VGS 的变化，改变感生电荷的多少，从而改变感生沟道的 宽窄，控制漏极电流 ID 。 • MOS 管仅依靠一种载流子(多子)导电，故称单极 型器件。 • 三极管中多子、少子同时参与导电，故称双极型器件。
第3章
概 3.1 3.2 3.3 述
场效应管
MOS 场效应管 结型场效应管 场效管应用原理
第3章
场效应管
概
述
场效应管是另一种具有正向受控作用的半导体器件。
它体积小、工艺简单，器件特性便于控制，是目前制造
大规模集成电路的主要有源器件。
场效应管分类：
MOS 场效应管 结型场效应管
场效应管与三极管主要区别：
T
D1
D2
D1、D2 一方面限制 VGS 间 最大电压，同时对感 生电 荷起旁路作用。
第3章
场效应管
NEMOS 管转移特性曲线
转移特性曲线反映 VDS 为常数时，VGS 对 ID 的控制 作用，可由输出特性转换得到。
ID/mA VDS = 5 V ID/mA VDS = VGS – VGS(th)
VGS + -
G
D
D
G S
ID
U
N 沟道 EMOS 管与 P 沟道 EMOS 管工作原理相似。
不同之处： 电路符号中的箭头方向相反。 外加电压极性相反、电流 ID 流向相反。
即
VDS < 0 、VGS < 0
第3章
场效应管
3.1.2 耗尽型 MOS 场效应管
DMOS 管结构
S U P+ N+ P G N+ D
• 场效应管输入电阻远大于三极管输入电阻。 • 场效应管是单极型器件(三极管是双极型器件)。
第3章
场效应管
3.1
MOS 场效应管
N 沟道(NMOS) P 沟道(PMOS)
增强型(EMOS)
MOSFET 耗尽型(DMOS)
N 沟道(NMOS) P 沟道(PMOS)
N 沟道 MOS 管与 P 沟道 MOS 管工作原理相似， 不同之处仅在于它们形成电流的载流子性质不同，因此 导致加在各极上的电压极性相反。
VGS = 5 V
4.5 V 4V 3.5 V
O
1
2 3 4 VGS(th) = 3V
5 V /V GS
O
VDS = 5 V
VDS /V
转移特性曲线中，ID = 0 时对应的 VGS 值，即开启 电压 VGS(th) 。
第3章
场效应管
P 沟道 EMOS 管
VDS + S U N+ P+ N P+
2l nCOXW (VGS VGS(th) ) 2 1 VDS 2l 其中， 称沟道长度调制系数，其值与 l 有关。
通常 = (0.005 ~ 0.03 )V-1
ID
n COXW
VDS (VGS VGS(th) ) 1 VA
2
c)联立解上述方程，选出合理的一组解。
d)判断电路工作模式：
若 |VDS| < |VGS–VGS(th)| 若 |VDS| > |VGS–VGS(th)| 非饱和模式(需重新计算 Q 点) 放大模式
第3章
场效应管
例1
已知 nCOXW/(2l) = 0.25 mA/V2，VGS(th)= 2 V，求 ID
VDS 极性取决于沟道类型 N 沟道：VDS > 0， P 沟道：VDS < 0
VGS 极性取决于工作方式及沟道类型 增强型 MOS 管： VGS 与 VDS 极性相同。 耗尽型 MOS 管： VGS可正可负。 饱和区数学模型与管子类型无关
ID
COXW
2l
(VGS VGS(th) ) 2
非饱和区(可变电阻区)数学模型
ID
nC OXW
l
(VGS VGS(th) )VDS
第3章
场效应管
FET 直流简化电路模型(与三极管相对照)Leabharlann IDD G GIG0
ID
D B
IB +
VBE(on)
IC
C
+ VGS
S
ID(VGS )
E
IB
S
场效应管 G、S 之间开路 ，IG 0。 三极管发射结由于正偏而导通，等效为 VBE(on) 。 FET 输出端等效为压控电流源，满足平方律方程： C OXW ID (VGS VGS(th) ) 2 2l 三极管输出端等效为流控电流源，满足 IC = IB 。
电路符号及电流流向
D D
ID
G U S NEMOS G
ID
U G
D
D
ID
U S PEMOS G
ID
U S PDMOS
S NDMOS
转移特性
ID ID
ID ID
O VGS(th)
VGS
VGS(th) O
VGS
VGS(th) O V GS
OVGS(th VGS