单馈点圆极化GPS微带天线

X 0n = - Ε2r + Α0Α1 + Εr X 0d = Ε2r - Α21;
Ε2r - 2Α0Α1 + Α20;
Α0 = Εr - 1 tan (K ) 0ds ;
Α1 = -
tan (K ) 0ds +
K 0ds co s2 (K ) 0ds
K 0ds = K 0d
Εr - 1 。
5 结论
GPS 单馈点微带贴片天线在经典的微带贴片分析方法基础上, 采用了“微扰”理论分 (下转第 62 页)
6 2 中 国 空 间 科 学 技 术 2002 年 4 月
根据 GPS 的工作要求, 采用单馈电圆极化切角贴片设计了一个工作于 L 1 频段的 GPS 天线, 其设计参数: 采用了聚四氟乙烯双面敷铜板, 介质基板 Εr = 212, tan∆ = 01001, h = 0116cm , 铜箔厚 01018mm , 工作频率 f = 1 575142M H z±2M H z。
中 3 0 国 空 间 科 学 技 术 2002 年 4 月
CH IN ESE SPA CE SC IEN CE AND T ECHNOLO GY 第 2 期
单馈点圆极化 GPS 微带天线
叶云裳 李全明 杨小勇
(北京空间飞行器总体设计部, 北京 100086)
馈电采用国产 SM A 同轴插座, 天线
罩采用石英复合材料薄壳结构。 结构外形
如图 4。对 GPS 天线进行了系统的电性能
测试, 测试是在箱形微波暗室内用远场测
试方法进行的。 测试寂静区在该频带内反
射电平小于- 30dB。测试仪器为外罩混频
器的 H P 8350B 幅相接收机系统。测试结果 与典型 GPS 天线要求比较见表 1。
分布在周边 x = ± a 2, y = ± a 2; 相应的 E z 的基模标量特征函数为
Ω10 = V 0 sink x x , V 0 = 2 a Ω01 = V 0 sink x y , k x = k y = Π a 一个形状规则的矩形微带天线由一点馈电可产生极化正交幅值相等的二简并模, 但不 能形成 90°的相位差。为使二简并模间形成 90°的相位差必须在规则形状单元上附加一简并 模分离单元, 使简并模谐振频率产生分离。当矩形微带贴片天线附加分离单元 ∃S 之后 (如 图 2 所示) , 其波数就不同了。 当只考虑基模激励 时, 新模的特征函数可写为原来二特征函数的线 性叠加: Ω′= p Ω10 + qΩ01 式中 p , q 为待求常系数。利用变分理论, 新波 数写成
对微带贴片天线的辐射性能产生一定的影响, 在设计时需计入其影响。
(2) 设计及计算机流程
已知介质基板特性 (Εr, tan∆, h , Ρ) , 工作频率 f 和馈电方式。 设计及计算步骤如下: 1) 首先由谐振条件确定贴片长度 a;
2) 应用矩形贴片数值全波分析解的曲线拟合找到Q 和 C 0;
34 中 国 空 间 科 学 技 术 2002 年 4 月
su r
=
2Πf w e
P sur
由贴片下的场分布可确定贮存能量
∫∫∫ w e =
1 2
Ε0 Εr
E z (x , y ) 2dV
积分是在贴片所围体积内进行。
P sp =
Γ0K
2 0
K
2 0d
3Π
1-
1 Εr
+
1 5Ε2r
其中 K 0 = 2ΚΠ0 为自由空间波数, K 0d = K 0h; Γ0 = 120Π8 为自由空间波阻抗。
∫∫∫∫ k′2 =
(p Ω10 + q Ω01) 2ds′
s′
(p
s′
Ω10
+
qΩ01) 2ds′
(4)
式中 s′= S + ∃S 1 + ∃S 2, ∃S = ∃S 1 + ∃S 2。其
中 S 为未微扰贴片面积, ∃S 1 和 ∃S 2 为微扰面积,
图 2 单馈点圆极化贴片天线馈电点位置
经变换式 (4) 可改写成
k ′2 =
f 1 (p , q) f 2 (p , q)
(5)
式 (5) 也可写成方程 f 1 (p , q) - k ′2f 2 (p , q) = 0
对式 (5) 分别求关于 p , q 的导数, 得到两个关于 p , q 的一次代数齐次方程。要 p , q 有解
则系数行列式应等于零。 将图 2 所示参数代入, 经计算取一次近似有
k
′2 10
=
k
2 10
1-
2∃S
S
(6)
k
′2 01
=
k
2 10
=
Π2
a
(7)
利用特征函数正交性求解, 可得到附加分离单元后的特征函数:
Ω′a = (Ω10 - Ω01)
2 = V 0 ( sink 10x - sink 01y )
2
(8)
Ω′b = (Ω10 + Ω01)
2 = V 0 ( sink 10x + sink 01y )
3) 由贴片的 Q 和长度 a, 确定切角尺寸、 谐振频率和模等效电路各单元值; 4) 计入馈电和探针电路单元, 由等效电路计算出阻抗与频率的关系; 5) 按照贴片有两个辐射边界形成一个二元阵的磁流辐射模型, 计入介质基板对辐射影 响因素, 对贴片天线二正交面的方向图进行计算。
4 设计实例和测试结果
其中 Q c 和 Q d 代表与导体损耗和介质损耗有关的品质因素; Q sp 和 Q sur 与空间波和表面波
辐射功率有关。
Q c = h Πf orΛ0Ρ, Q d = 1 tan∆
其中 Ρ 是贴片金属的电导率; ∆ 是介质损耗角; Λ0 为真空中的导磁率。
Q sp =
2Πf
P
w
sp
e,
Q
摘要 在腔模理论基础上利用微扰方法分析与设计了单馈点圆极化微带贴片 天线。通过对用于 GPS 的单馈点圆极化微带贴片天线测试表明, 结果与设计预估 十分一致。 天线除结构紧凑, 易于微波集成外, 还具有十分优良的圆对称半球波 束、良好的广角圆极化和阻抗匹配特性, 对 GPS 应用来说是一种性能优良的天线。
图 4 GPS 方形切角贴片微带天线外形图
表 1 实测值与规范值比较
项 目
规 范 值
实 测 值
工作频率和带宽 f M H z
1 575142±2
满足规范
方向图
半球波束
满足规范
0°
≥6dB i
> 615dB i
±75°
≥- 3dB i
0dB i
低仰角 (Η) 区增益 ±80°
≥- 315dB i
- 1175dB i
分求出新的 k 值, 由新的 k 值可以找出模的谐
振频率。由圆极化条件, 确定贴片天线Q 值与
微扰尺寸的关系有
∃S
S
=
1 2Q
式中 Q 是贴片的品质因素; 贴片面积S = a2;
∃S = C 是切下三角形的边长。
1= 1 + 1 + 1+ 1
Q
Q sp Q sur Q c Q d
图 3 单馈点圆极化贴片等效电路
∫∫∫∫ km2 n =
s′ Ωm n 2ds′ Ωm n 2ds′
s′
(3)
式中 s′为包围源的表面, 式 (3) 是波数的变分表示。 对矩形微带天线有
Ωm n =
sin
m W
Πx
sin
nLΠy
km n =
mΠ
W
2
+
nΠ 2
L
式中 W , L 分别是矩形微带天线的宽边和长边尺寸。对于方形微带贴片W = L = a; 磁流
利用上述关系可确定分离单元的尺寸。
Εr - 1;
3 单馈点圆极化贴片设计
(1) 微带贴片天线设计的基本考虑
微带贴片天线的设计主要要考虑基板介质材料, 介质基板厚度的选择和工作环境。
基板介质材料的选择主要从电性能考虑有两个重要参数:
1) Εr 是相对介电常数, 要求它稳定。Εr 增大, 贴片尺寸可减小, 一般会使带宽降低, 从 而提高制造公差的要求;
f or =
c
2a Εr
其中 f or是未微扰天线谐振频率, 工作频率由圆极化条件确定, 它是二谐振频率的算术平
均值; c 为光速; a 为贴片边长; Εr 为介质基片相对介电常数。
在方形贴片对角线上象波导拐弯那样切掉一个 45°的角。 该分离单元使馈电场形成两
个空间正交简并模的谐振频率发生分离, 分离的大小决定于 ∃S S 。为实现圆极化, 这两个
2002 年 4 月 中 国 空 间 科 学 技 术 33
P sur =
Γ0K
2 0
4
Εr
式中 X 0 =
1+
X X
0n ;
0d
1+
X
2 0
-
1
Εr (X
2 0
-
1)
X
2 0
-
1
Εr -
X
2 0
+
K 0d
1+
Ε2r
(X
2 0
-
1)
Εe -
X
2 0
2
(9)
32 中 国 空 间 科 学 技 术 2002 年 4 月
附加分离单元后, 产生两个特征模, 它们相应的特征函数和波数如式 (6)～ (9)。 特征 模对应的谐振频率分别为[ 1 ]
f ′a = f or + ∃f ′a = f or (1 - 2∃S S ) f ′b = f or + ∃f ′b = f or (∃f ′b = 0)
2 单馈点圆极化贴片的数学模型
根据腔模理论, 如图 1 所示的微带贴片天线用带线
或同轴探针激励时, 电磁场在贴片和接地板间建立。 由
于 h ν Κ, 电场只有 Z 向分量 E Z 。矩形贴片可当成一等效
的开路边界的谐振腔, 它四周为理想磁壁, 周壁磁场等
于零; 上下壁为理想电壁。 其特征函数满足齐次波动方
±85°
≥- 4dB i
- 315dB i
±90°
≥- 715dB i
- 5dB i
极化方式
RHCP, A R < 3dB
A R < 2dB
随方位角变化的增益
仰角> 5°, ≤4dB
< 1dB
相位空间变化
相位方向图连续
上半空间, 每空间度相位变化小于 1°
如果要进行抑制多途径效应的影响, 要求 GPS 天线辐射方向图在低仰角区呈现锐截 止, 在接地板上安装 Κ 4 匹配扼流环板是十分有效的, 低仰角区和后瓣电平均明显被抑制。
2) tan∆ 为介质损耗角正切, 它的选取影响到天线的效率, 当 tan∆ 增加时会使馈电损耗
增大。
增加介质基板厚度 h 可提高带宽和效率, 但要防止表面波辐射的产生。 经分析介质基 板高度应满足式 (10)
h ≤ 013c
Hale Waihona Puke Baidu
(10)
2Πf u Εr
式中 f u 是最高工作频率。 工作环境是介质基板选择的另一重要因素, 有些介质在高温时会发生翘曲, 随温度变
程及腔边界条件, 有:
( 2 + km2 n ) Ωm n = 0
(1)
5Ωm n 5n
=
0
(2)
利用格林第一恒等式, 经变换可得
收稿日期: 2001203216。 收修改稿日期: 2001209220
图 1 矩形微带贴片天线示意图
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主题词 微带天线 圆极化 全球定位系统
1 引言
双馈点圆极化微带天线由于需要外加 3dB 90°相移网络, 使天线结构与组成复杂, 不便 于实现微波集成设计。 微带天线理论分析一般采用以下三种方法: 传输线模型、 腔模理论 和积分与微分方程模型 (即矩量法)。 本文主要是在腔模理论的基础上通过微扰变分方法, 给出单馈点圆极化微带贴片天线的分析和设计。介绍一种用于 GPS 系统的单馈点圆极化微 带天线, 其测试结果与设计预估十分一致。 无需反复调试, 做到一次设计、 一次加工、 一 次成功。 该天线除结构紧凑, 易于微波集成外, 还具有十分优良的圆对称半球波束、 良好 的广角圆极化和阻抗匹配特性。 对 GPS 应用来说是一种性能优良的天线。
模必须达到幅值相等、相位相差 90°。相等幅值可以通过适当选择馈电位置实现, 这就是馈
电点为什么位于切角贴片中心线上的原因。90°相移的产生有两个因素, 一个是馈电点位置,
另一个是分离单元的尺寸。由腔模理论知微带贴片天线激励模可等效为一并联的 RL C 谐振
电路。 二分离模等效电路如图 3 所示。
采用变分理论 (V a ria tion T heo ry) , 通过积
化尺寸发生变化, 电性能也相应发生改变。材料的热胀系数及导热性要满足应用环境条件。
另外介质基板的机械特性, 比如可加工性、 可塑性也必须满足使用要求。 最后, 性能价格
比也是一个要考虑的因素。 另外对微带贴片提供一些环境保护也是必要的, 比如距贴片一
定距离采用薄层介质罩或直接在贴片上附着一层介质覆盖层。 无论是罩子还是覆盖层都会