RCC(自反馈式反激)电源设计步骤及要点
RCC电源
RCC(自振反激型变换器)式开关电源器件设计及应用编辑本段电子技术振荡－阻塞变换器RCC（即RINGING CHOKE CONVERTER）的英文缩写。
其中文意思是振荡－阻塞变换器。
它是一种非定频电源，在国内很多场合都有应用，我来说一下其工作原理，（原理图如下图示）说得不对之处还请大家指正。
开关电源的自激振荡状态开机后，交流电通过整流滤波后一路通过变压器初级加到开关管Q2漏极（D 极），另一路通过启动电阻R2、R3加到Q2栅极（G极），从而使开关管Q2导通。
导通后，变压器T1原边产生上正下负（1正2负）的感应电动势。
由于互感，T1辅助绕组也产生相应的下正上负（3正4负）的感应电动势。
于是T1的3脚上的正脉冲电压通过C5、R5加到Q2的G极与S极之间，从而使Q2的漏极电流进一步增大，于是开关管Q2在正反馈雪崩过程的作用下迅速进入饱和状态。
开关管在饱和期间，开关变压器T1次级绕组所接的整流滤波电路因感应电动势反向而截止，电能便以磁能的形式储存在T1初级绕组内部。
由于正反馈雪崩过程时间极短，定时电容C5来不及充电（也就相当于短路）。
在Q2进入饱和状态之后，辅助绕组上的感应电压对C5充电，随着C5充电的不断进行，其两端电位差升高，于是Q2栅极电位就会降低，从而使Q2退出饱和状态，当Q2退出饱和状态之后，其内阻增大，导致漏极电流进一步下降。
由于电感中的电流不能突变于是开关变压器T1各个绕组的感应电动势反相，辅助绕组3端负的脉冲电压与定时电容C5所充的电压叠加后，使Q2迅速截止。
开关管Q2在截止期间，定时电容放电，以便为下下正反馈电压（驱动电压）提供电路，保证开关管Q2能够再次进入饱和状态，同时，开关变压器T1初级绕组存储的能量耦合到次级绕组并通过原理当初级绕组能量下降到一定值时，根据电感中的电流不能突变的原理，初级绕组便会产生一个反铅电动势，以抵抗电流的下降，该电流在T1初级绕组产生1正2负的感应电动势。
手把手教你RCC电源变压器设计方法
手把手教你RCC电源变压器设计方法
RCC电路对于电源设计来说非常常见，也极其重要。
说到RCC电路，
可以根据功率管的不同分为两种：一是用三极管制作；另一种是用MOS 管。
两者的差别在于电路会稍有不同，但原理相同。
三极管是一个电流控制的电流源，如果基极电流为Ib，则其极电即为此IB 值乘以一个放大倍数；而MOS 属电压控制型电流源，也就是允许流过的最大集电极电流是由GS 极的电压值决定的，相应的，三极管做成的RCC电路是通过控制其基极电流来控制最大集电极电流(原边峰值电流)来调节输出能量大小(调节输出电压)，而MOS管是通过调节GS 极之间的电压来控制其原边峰值电流。
请看上图，是一个典型的用MOS管做的RCC电路。
下面根据自己的理解来分析一下此电路的工作过程：
1、启动：当开启电源后，高压通过RST，经过MOS的GS极，再经过RS，注入基极电流，因为MOS的GS 极之间有结电容，因此GS极电压升高，GS导通，RS 的上侧会对地产生一个电压，此电压通过RF，给Q1基极注入电流。
因MOS正在导通中，所以NS2的同名端感兴出一个正电压来，这个电压通过RL2，D2，RZCD，CZCD，再到Q1极电极，因RS给Q1已
经注入基极电流，Q1导通。
2、将VG电压拉下，MOS 关闭。
MOS关闭电压反激，NS2同名端电压被拉到0，即为地电压，因RCD上端为地电压，所以此时Q1的极电极电压为负，便快速的给MOS的GS极的结电容放电。
加速了MOS的关闭。
同时反激能量通过NS1传给负载，于是次级建立起输出电压，次级控制电路亦开始起作用。
当变压器储存能量放完后，NS2 两端电压消失，CO2 已经储能，。
反激式开关电源变压器设计步骤及公式
反激式开关电源变压器设计步骤及公式(4种计算方法比较)1.确定已知参数: （主要PWM方式）确定已知参数:（主要RCC方式）来自现代高频开关电源实用技术1,确定系统规格输出功率:输入功率: P୧=输入平均电流: Iୟ୴ൌሺౣሻ同左边占空比D୫ୟ୶=୲=0.5 f୫୧୬:25KHz输入直流电压Vୈେ=√2Vୟୡ在了解输出功率后确定所需磁芯A p=A e*A w（cm4）Ae:磁芯中心柱横截面积(cm2)；A w:磁芯窗口面积(cm2)最小AC输入电压:V ACMIN,单位:V最大AC输入电压:V ACMAX,单位:V输入电压频率:f L,50Hz or 60Hz输出电压:V O,最大负载电流:I O输出功率:P O,单位:WIo:Po=Vo*Ioη:0.85P୧ൌP୭η2.峰值电流1T=10000G s输入峰值电流:Iൌכሺౣሻ对于BUCK(降压),推挽,全桥电路K=1.4对于半桥和正激K=2.8对于Boost,BUCK-Boost和反激K=5.5 I୮ൌ2כP୭כTηכV୧୬ሺ୫୧୬ሻכt୭୬A e*A w>כଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cmସ) ；Ae是磁芯截面积（cm2）,Aw是磁芯窗口面积（cm2）；f的单位为Hz，Bm的单位为Gs，取(1500)不大于3000Gs，δ导线电流密度取:2～3A/mmଶ ，K୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1IୋൌP୧V୧୬୫୧୬IൌIୟ୴D୫ୟ୶כ2T୭୬ൌଵD୫ୟ୶(uint:µs)1S=106µsLൌౣכ୍ౌే(µH)3.计算初级电感因所以t୭୬ൌDכTൌଵଶכ若f取25KHz,则t୭୬为20μS选磁芯也可用公式Fosc<50KHz S=1.15*√Po(cmଶሻFosc<60KHz S=0.09*√Po(cmଶሻFosc>=60KHz S=0.075*√Po(cmଶሻNPൌౌכ୍ౌేככ10L P:mH; ΔB:260mT;A e:mm2NsൌሺV୭Vୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶NaൌሺVୟVୟୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶L =ሺౣሻכୈ୍ౌేכ౩ౙ其中L 单位:H f:Hz 电压:V, 电流:A匝比：n=ሺౣሻ=౩౦4. 计算初级匝数初级电感:L ୮ൌሺౣሻכ୲୍౦检验磁芯正规名牌磁性材料的Bm 不得大于3000Gs ，国产杂牌不大于2500Gs 更保险A 值是在磁芯上绕1000匝测得(美国)则N ൌ1000ටౌై此式中L 单位为mH变压器次级圈数：Ns>୬כ୍౦כ౦ୗכౣ*10其中S 为磁芯截面积，Ｂ୫值为3000Gs若A 值是用100匝测得且单位是nH/N ଶ,则N ൌ100ටౌై此式中L 单位为mH,A 单位为mH/N ଶ,在计算时要将A 的值由nH 转换为mH 后再代入式中计算;例如:某A 值为1300 nH/N ଶ, L 值为2.3mH,则A =1300nH/N ଶ=1.3 mH/N ଶ代入中计算得N 为133T 初级匝数为:Np=౩୬B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2 )B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以5. 匝比n=౩ౌ=ሺౣሻ晶体管的基极电流I =୍౦୦ూు6. 次级绕组匝数N ୱ=N *n N ୱଵ=౦כሺାౚሻכሺଵିୈౣ౮ሻሺౣሻכୈౣ౮多路输出时N ୱ୶=ሺ౮ାౚ౮ሻכ౩భభାౚభ其中x 代表几路I ୰୫ୱൌI √27. 原边供电绕组N ୟ=N ୱכ在多路输出时Vo 为主输出电压计算线径（包括初级次级）同左边8. 选择磁芯型号要满足,磁芯中心柱截面积S=0.09*√Po (cm ଶሻ或满足公式A=A ୣכA ୵ൌכଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cm ସ ) ；Ae 是磁芯截面积（cm 2）,Aw 是磁芯窗口面积（cm 2）；f 的单位为Hz ，Bm 的单位为Gs ，取(1500)不大于3000Gs ，δ导线电流密度取:2～3A /mm ଶ ，K ୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc 磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1做较大瓦数的 Power 。
反激开关电源设计步骤
反激开关电源设计步骤一、初步规划1. 首先呢，你得确定这个反激开关电源的功率要求呀。
这就像是盖房子，你得先知道要盖多大的，对吧？功率确定了，才能进行后面的工作呢。
这一步看似简单，但可别小瞧它，要是功率定错了，后面可就麻烦大了！我每次做的时候都会多考虑一下，确保这个功率是符合实际需求的。
2. 接着呢，考虑输入电压范围。
是宽电压输入还是固定电压输入呢？这会影响到后面很多元件的选择哦。
一般来说，我会参考实际的使用环境来确定这个输入电压范围。
你是不是也觉得这一步很关键呀？二、元件选择1. 然后就是变压器啦。
变压器在反激开关电源里那可是相当重要的角色呢！选择的时候，要注意它的匝数比、电感量这些参数。
不过呢，这些参数不用特别精确地计算，大概差不多就行，当然也不能差太多哈。
我在选变压器的时候，会多找几个不同规格的对比一下，选一个最合适的。
2. 再就是开关管的选择啦。
这个开关管要能承受住电路中的电压和电流哦。
这一步我通常会花点时间去查看各种开关管的参数手册，找到最适合的那个。
你可千万别随便选一个就用，不然很可能会出问题的！三、电路设计1. 开始设计电路布局的时候，要把输入部分、输出部分还有控制部分合理地安排好。
这就像安排家里的家具一样，要让它们都呆在合适的地方。
这一步呢，每个人可能有不同的习惯，你可以根据自己的想法来安排，但是基本的原则还是要遵循的呀。
我有时候也会在这一步纠结一下，到底怎么布局才最好呢，哈哈。
2. 然后要设计反馈回路。
这个反馈回路可是保证电源稳定输出的关键呢！这一步要特别小心哦！我通常会再检查一次，真的，确认无误是关键。
如果反馈回路设计不好，电源的输出就会不稳定，那这个电源可就没法正常工作啦。
四、调试阶段1. 电路搭建好之后，就可以开始调试啦。
先给电路加上一个小的输入电压，看看有没有异常情况。
这时候你要特别留意有没有冒烟或者发出奇怪的声音之类的。
要是有，那肯定是哪里出问题了。
这一步其实还蛮简单的，但有时候我也会不小心漏掉哈所以大家一定要细心哦。
RCC型开关电源电路原理
RCC型开关电源电路原理描述RCC是英文Ringing Choke Converter的缩写，中文称之为振荡抑制型变换器，是变换器中最简单的一种，具有元器件少、生产成本低、调试维修方便等优点，也存在开关电源的峰值高、滤纹电流大等缺点。
此类开关电源工作频率由输出电压／输出电流来改变，因此，它是一种非周期性的开关电源。
RCC型开关电源与常见的PWM型开关电源有一定的区别。
PWM 型开关电源采用独立的PWM系统，开关管总是周期性地通断，通过改变PWM每个周期的脉冲宽度实现稳压调控。
RCC型开关电源的控制过程并非线性连续变化，它只有两个状态：当开关电源输出电压超过额定值时，脉冲控制器输出低电平，开关管截止；当开关电源输出电压低于额定值时，脉冲控制器输出高电平，开关管导通。
当负载电流减小时，滤波电容放电时间延长，输出电压不会很快降低，开关管处于截止状态，直到输出电压降低到额定值以下，开关管才会再次导通。
开关管的截止时间取决于负载电流的大小。
开关管的导通／截止由电平开关从输出电压取样进行控制。
因此这种电源也称非周期性开关电源。
图5-22所示为某一小家电的电源电路，采用的就是RCC开关电源，该RCC型开关电源采用MOSFET作为开关管。
MOSFET开关管的开关特性好，开启损耗和关断损耗较小，可靠性也优于功率三极管。
开关变压器T2和开关管VT2组成自激间歇振荡器。
T2的1-2绕组为VT2漏极提供工作电压，T2的3-4为正反馈绕组。
开机后，电网电压经整流、滤波，产生+300V电压，经R19加到VT2的栅极（G），产生相应的漏一源极电流，T2的3-4反馈绕组输出脉冲电压，加到VT2的栅极，产生正反馈的栅极电压，VT2快速饱和，栅极电压失去对漏．源极电流的控制作用。
在VT2漏．源极电流减小的过程中，T2的3-4绕组输出的负脉冲电压经C14加到VT2的栅极，VT2快速截止。
T2的5-6绕组输出的脉冲电压，经VD17整流、C31滤波，产生约10V的直流电压，经7805稳压后输出+5V电压向负载供电。
RCC电路原理实例分析和设计
源极驱动构成分压， 为减小影响实际取 Ｃ； Ｃ ； － （） Ｒ 的作用可以忽略， ７稳态时 ， 因为： ＝ ＊ ， （＇ 味 Ｃ Ｃ， Ｃ 十 ． Ｖ ， ， ／ Ｇｓ ． Ｖ ， ａＧ 为 Ｔ 的输人电容 Ｒ 几 相对于开关频率的时间常数 ） ， 很大， 作用可以忽略；
简化后的电路如图 ２ 所示。 电路的初始参考正方向如上图所示。启动时电流经电阻 Ｒ 分别流经 蕊 （ ， 主开关管 Ｖ ， Ｔ 栅源间输人电容） 么 ，，Ｎ， 和 Ｒ，｝ 绕组，ｉ Ｃ 同时正向充电。 Ｃｌ ４ ｌ 和
第十六届全国电源技术年会论文集
Ｒ Ｃ电路原理实例分析和设计 Ｃ
Ｒｎｉｇ ｏｅ ｎｅｔ Ｐ ｉｃ ｌ ａｄ ｓ ｎ ｉｇ Ｃ ｋ Ｃ ｖｒ ｒ ｎｉ ｅ Ｄ ｉ ｎ ｈ ｏ ｅ ｒ ｐ ｎ ｅｇ
樊晓东 中 通讯电 兴 源开发 （ 圳５８０） 部 深 １ ４ ０
Ｆｎ ｏｏｇ Ｔ Ｐｗ ｒ ｅ ｐ ｐｒ ｅｔ ５８０ ） ａ Ｘａｄｎ Ｚ Ｅ ｅ Ｄ ｖｌ Ｄ ａ ｍ ｎ （１０４ ｉ ｏ ｅ ｏ ｅ ｔ
Ｋ ｙ ｏｄ； ｅｗ ｒｓＲ Ｃ Ｃ
１ 引言
反激式自 激变换器， 就是我们通常所指的 Ｒ Ｃ电路（ ｉ Ｃ Ｒｎ － ｇ ｇ ｋ Ｃ ｎｅｅ ， ｉ Ｃｏｅ ｖ ｔ ）变压器（ ｎ ｈ ｏ ｒｒ 储能电感） 的工作模式处于边界 连续状态， 可以方便的实现电流型控制， 在结构上是单极点系
ｖｓ 一Ｖ （＝ ｝ ．
到 ｔ时刻， ， Ｎ 绕组输出电流 Ｉ＝ 实现储能变压器完全 ｏ ， ． ０
能量释放。 （） 一ｔ 时刻 ４ｔ ４ ３ ｔ时刻以后， 由于 Ｖ ， ： Ｔ 输出电容 Ｃｓ 、 上的电压 Ｖｎ ． ｉ＝Ｖ 十 ＝ ＝
Ｖ： Ｔ 由恒流开通过渡到完全截止。 充电电流等于：
RCC开关电源设计详细讲解
目录摘要ABSTRACT绪论第一章．RCC电路基础简介1.1RCC电路工作原理1.2RCC电路的稳压问题1.3RCC电路占空比的计算1.4RCC电路振荡频率的计算1.5RCC电路变压器的设计第二章．简易RCC基极驱动的缺点及改进设计2.1 简易RCC电路的缺点2.2 开关晶体管恒流驱动的设计第三章．RCC电路的建模及仿真3.1 RCC电路的建模及参数设计3.1.1 主要技术指标3.1.2 变压器的设计3.1.3 电压控制电路的设计3.1.4 驱动电路的设计3.1.5 副边电容、二极管参数的设计3.1.6 其他辅助电路的设计3.2 RCC电路的仿真3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证3.2.2 RCC电路带轻载时的仿真3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真3.3.1 RCC电路的恒流设计3.3.2带有恒流源的RCC电路的仿真第四章RCC电路间歇振荡的应用实例4.1 三星S10型放像机中的RCC型开关电源RCC电路间歇振荡现象的研究摘要：RCC变换器通常是指自振式反激变换器。
它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。
由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。
一方面，当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化，因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音，所以需要抑制这种现象的产生。
另一方面，当电路的输出功率输出较小时，却可以利用这种间歇振荡，使开关电路处于低能耗状态。
当需要电路工作时，只需给电路一个信号脉冲即可。
电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡，同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。
Abstract：The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control .引言目前采用的大多数开关电源，无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控的稳压电路。
RCC变换器的设计
一、RCC 变换器的电路结构RCC 变换器材是Ringing Choke Converter 的简称，广泛应用50W 以下的开关电源中。
它不需要自励式振荡器，结构简单，由输入电压与输出电流改变频率。
RCC 的基本电路如图6—13所示，电压和电流波形如图6—14所示。
在1VT 导通ON t 期间变压器1T 从输入侧蓄积能量，在下一次截止期间OFF t 变压器1T 蓄积的能量释放供给输出负载。
OFF t 结束时，变压器电压1T U 波形自由振荡返回到0V ，见图6—14（c ）。
这电压通过基绕组加到开关晶体管1VT 的基极，因此，晶体管1VT 触发导通，1VT 一导通就进入开始下一个工作周期。
输入电压in U 是输入交流电压经整流的直流电压。
6—13 RCC 基本电路图6—14 电压和电流波形ON t 时的等效电路如图6—15（a ）所示。
晶体管1VT 导通，因此变压器1T 的初级线圈两端加上电压in U 。
图6—15 RCC 的等效电路（a ：ON t 时；b ：OFF t 时）另一方面，在变压器次侧2C 放电，供给输出电流O I 。
这期间，输出二极管1VD 中无电流，因此，变压器初次级侧不产生相互作用。
1L 中蓄积的能力为2211I L ⨯。
OFF t 时等效电路如图6—15（b ）所示，因初级侧无电流，所以，图中未画出。
ON t 时1L 中蓄积的能力通过变压器1T 的次级侧线圈2L 释放给次级侧。
从ON t 转换到OFF t 瞬间，初次级侧线圈的安匝相等原理仍成立，因此，若变压器初级侧能力全部传递给次级侧，则P P I N I N 2211⨯=⨯ （6—32）匝比n 为12N N n = （6—33） 电感与之比是与绕组匝数平方成正比例，即 122122L L N N n =⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛= （6—34） 传递给次级侧能量就变为输出功率。
图6—16示出次级侧电压与电流之间关系。
设变压器输出功率为2P ，则f I L I U P P O o ⨯⨯⨯⨯=⨯=η222221 （6—35） L F o U U U U ⨯⨯=2 （6—36）图6—16 次级侧电压与电流之间的关系式中，η为变压器的效率。
RCC开关电源变压器设计方法及步骤
RCC开关电源变压器设计方法及步骤
RCC(RINGING CHOKE CONVERTER)是一种非定频电源.在RCC 设
计中,一般先设定工作频率,如为50K,然后设定工作DUTY 在90V 入力,最大输
出时为0.5
假设设计一功率为12V/1A
1. 最大输出电流为定格电流的1.2~1.4 倍,取1.3 倍.
2. 出力电力Pout = Vout × Iout = 12V×1.3A = 15.6W
3. 入力电力Pin = Pout/∩=22.3W(RCC效率∩一般设在65%~75% , 取70%)
4. 入力平均电流Iin=Pin/Vdc(INmin)=22.3/85*1.2=0.22( Vin(DCmin) = Vac(Inmin)×1.2)
5. T=1/SwF=1/50K=20uS Ton=Toff=10uS
6. Ipk=Iin 入力平均电流*2/DUTY=0.22*2/0.5=0.88
7. 一次侧电感量Lp=Vin(DCmin)*Ton/Ipk=102*10/0.88=1159uH 取1160uH
8. 选择磁芯,根据磁芯规格,选择EI28. Ae=0.85CM 动作磁通=2000~2800
取2000(当然,这是很保守的作法)
9. Np=Ipk*Lp*K/Ae*▲Bm=(0.88*1160*100)/(0.85*2000)=60Ts
10. Ns=(Vout+Vf)*Np/Vin(DCmin)=7.6 取8Ts
11. 辅助电压取5V(晶体管) 如功率管使用MOSFET 则应设为11V
12. Vin(DCmin)/Np=Vb/Nb----Nb=2.94 取3Ts
故变压器的构造如下:
Lp=1160uH。
第二节RCC电源
第二节 RCC电源RCC电源是一种自激式电源，它利用反激的过程来输出能量也称反激式自激电源，属于反激式电源的一个种类。
RCC是RINGING CHOKE CONVERTER的英文缩写。
RCC电源最主要的优点是电路简单，使用元件少，可使其微型化，待机功耗低，且稳定可靠，在需要功率几瓦的电器上普遍使用。
然而对于RCC电源设计得不合理时效率不高，发热严重，导致开关管击穿而损坏。
对于RCC电源能够设计做的好的话，再设计用IC控制的电源可就小菜一碟不在话下了。
本书采用图解法，分步解析和计算可设计成一块很好的RCC电源。
3.2.1自由状态下过程分析这是RCC最基本的原理图。
工作过程：a. Vcc加电，电源通过Rb1（Rb1称启动电阻）对C1充电，当Vc（电容电压）达到0.7V 时开关管Q1导通，于是变压器中有电流Ip（与开关管集电极电流相同），根据变压器原理Nf中感应电压Vf=Vcc*Nf/Np，Vf通过C1与Rc向Q1提供更大的基极电流（红线箭头方向），促使Q1深度饱和导通，Np中电流Ip线性增加电感开始励磁。
b.由于C1的存在开始在回路中产生电流的极值即电流的最大值，然后开始减小，小到电流不能维持Q1饱和导通，Q1开始进入放大区，在放大区工作三极管的基极电流必定要满足Ip/β，电容上电压增加回路电流进一步减小，不能满足上述条件时，Ip到顶点了，Np 电感中磁通量不再增加开始减少，磁通量的减少引起Nf电压极性的反转。
c. Nf上极性反转的电压与电容C1上的电压共同作用，对Q1基极形成反偏电压（开关管基极进入负压区）迫使Q1截止。
同时启动电流对C1反向充电（非自由状态另解），在Nf 极性反转的时候，Ns同样也极性反转，此时整流二极管导通，向负载提供电能。
d. Nf 极性的反转一段时间后，负载能量释放完毕，电容C1反向充电结束，电压过零后，又开始新一轮的充放电过程。
3.2.2 RC （图中Rc 、C1）元件参数的计算在正反馈时，Nf 感应电压等于回路降压的总和可得到：Vf=Vbe+Vc+VR电容上电压近似线性处理I*t=C*UVf=Vbe+I*t/C+I*RVf-Vbe= I*R （RC t +1） C=R I V V I *-be -f t *=R IV V be -f t 设：正激电压Vf=6V ；Vbe=0.7V ；励磁结束时开关管对应的基极转折电流 I=5ma 计算得到 C=R-14.1t 对此式的解读：1、R 绝对不能大于1.14，也不能等于1.14，不然会出现负数是不可能的。
RCC电源设计原理
第二章：设计原理目前市场上流通的手机充电器外观五花八门，但是原理却相同，国产充电器一般来说都没有光藕作为稳压反馈，因此输出功率和整机效率较低，可靠性能较差，一般都过不了3C 认证，EMI，EMC都会存在一些问题。
本章所讲的原理可以制作所有手机充电器，只要变动几个参数即可，原理一样，BOM不同，下面开始讲述其原理。
原理图如下：原理说明：自激反激式电源较为传统的为RCC模式，特点就是成本较低，易于生产，变换的实现主要靠开关变压器的初级和辅助绕组形成电感式振荡器来完成，PWM波形没有它激式规则，输出纹波比一般的正激式的偏高，输出绕组既做储能电感，又作滤波电感用，因此单端反激式变换器不需要输出电感，设计结构比较简单，易于大批量生产。
R1为保险丝电阻，这种电阻与普通电阻和保险丝在制作工艺上有较大区别，其取值与R6，变压器和开关管有关，R6为限流保护电阻，保护开关管Q1，计算方法为：我们通过对变压器的设计知道流过变压器的电流的大小Ip（请参考网站上的变压器设计公式），这个值的大小与开关管的Ic是一样的，如果开关管容许的最大电流为Ic（Ip）=100mA（初学者可以根据开关管的参数表进行确定），那么R6= 0.7V/Ic=0.7/0.1=7欧姆，取标准值6.8欧姆，如果IcMAX=100 mA，那么，R1上的电流值一般取3-5倍的Ic，在此取500 mA，电阻的额定功率为0.5W，那么R1= P/（I*I）=0.5/（0.5*0.5）=2欧姆。
说明：如果是保险丝，电阻值可以不必计算。
D1,D2,D3,D4有些手机充电器厂家为了节约成本，将此电路用一只二极管进行整流，优点是成本低，缺点就是带载能力差，输入电压适应范围小，输出纹波和噪声较大，其参数确定为：二极管耐电流为Ic（Ip）的3-5倍，反向击穿电压为输入整流后的直流电压Vindc的3-5倍，通常使用1N4007即可，如输入电流Ic（Ip）较大，可以选用电器参数更加高的二极管桥堆。
【电源电路及线路方案】RCC设计步骤
BM= NPSJ
若 BM＞0.3T，需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数 NP，使 BM 在 0.2~0.3T 范围之 内。如 BM＜0.2T，就应选择尺寸较小的磁芯或减小 NP 值。 ③ 磁芯气隙宽度δ≥ 0.051mm
δ＝40πSJ(NP2/1000LP－1/1000AL) 要求δ≥ 0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加 NP 值。
u(V)
PO(W) 比例系数(μF/W) CIN(μF) VImin(V)
固定输
入:100/115 步骤 4
通用输入:85~265 定 VOR、
固定输入:230±35
已知
已知 已知
2~3
(2~3)×PO ≥90
根据 u，确
2~3
(2~3)×PO ≥90
VB
1
PO
≥240
① 根据 u 由表查出 VOR、VB 值
√ IRMS=IP Dmax×(KRP2/3－KRP+1)
步骤 8 根据电子数据表和所需 IP 值 选择 TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使 25℃下定义的极限电流降低 10％，所选芯片的极限电流最小值 ILIMIT(min)应满足：0.9 ILIMIT(min)≥IP
步骤 9 和 10 计算芯片结温 Tj
固定输入:100/115
0.4
1
通用输入:85~265
0.4
1
固定输入:230±35
0.6
1步骤Leabharlann 7 确定初级波形的参数① 输入电流的平均值 IAVG PO
IAVG= ηVImin
② 初级峰值电流 IP IAVG
IP= (1－0.5KRP)×Dmax
RCC电路详解
简述2.5W小功率RCC开关电源制作在输出小于50W的小型开关电源系统中，目前在设计上有很多种，但RCC方式被运用的可以说是最多的。
RCC（即Ringing choke convertor）的简称，其名称已把基本动作都附在上面了。
此电路也叫做自激式反激转换器。
RCC电路不需要外部时钟的控制，由开关变压器和开关管就可以产生振荡的原因，使线路的结构非常的简单，这样就致使成本低廉。
所以可以用之中电路来做出地价格的电源供应器。
而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。
RCC电路的主要优缺点如下：1、电路结构简单，价格成本低。
2、自激式振荡，不需要设计辅助电源。
3、随着输出电压或电流的变化，启动后，频率周期变化很大。
4、转换的效率不高，不能做成大功率电源。
5、噪声主要集中在低频段。
市售便携式CD/VCD机的交流适配器电路如附图所示。
该适配器标称输出为5V、500mA,体积为7×4×1.8cm,重量约180g,其功率体积比明显优于普通工频变压器适配器。
在市电220v输入时测试其输出电压在空载和VCD机正常播放时约为5.2V,无明显变动。
该适配器随机售出无图纸，印刷板无元器件编号，图中元器件数值为笔者实测，电路系根据实物绘出。
虽然电源的Q16、Q17标识已被砂纸打去，但根据电路结构和管子体积形状可以推断Q16为MJE13003、Q17为8050.适配器是英语Adapter/adaptor的汉语翻译。
适配器就是一个接口转换器，它可以是一个独立的硬件接口设备，允许硬件或电子接口与其它硬件或电子接口相连，也可以是信息接口。
比如：电源适配器、三角架基座转接部件、USB与串口的转接设备等。
该适配器不同于一般脉宽调制开关电源。
Q16为开关管，R84为起动电阻，R83、C15为正反馈RC元件。
D5为C15的放电通路。
Q17为脉冲控制管，其基极R82的电压降组成开关管Q16的过流保护电路，R81、C12作为隔离电路。
自激式反激变换器的分析与设计
随着VGS下降，开关S1开始关断。当t=t10时，电压VGS下降到开关S1的门限电平VTH，开关S1关断。这个阶段如图2(k)所示。
t=t5以后，电容Coss继续放电，绕组电压极性反向，如图2(g)所示。在这一阶段，驱动电压VO2+V2持续上升，使电流iZCD也持续上升，上升的电流iZCD使电压VGS上升，反过来加速电容COSS的放电，而进一步使VO2+V2上升，这个正反馈一直持续到电压VGS达到VTH(t=t6),开关S1导通进入恒流区。
t=t4以后，电流iZCD开始向相反的方向流动，电容CZCD, CISS开始重新充电，如图2(f)所示。电压VGS的上升导致集射极电压VQce上升，二极管Dbc关断，使晶体管Q1关断。同时电容Coss继续谐振放电，进一步降低了次级绕组V2。结果，电阻RZCD上的电压上升，使电流iZCD更快地上升。这一阶段在t=t5时结束，这时变压器上的电压下降到零。
为帮助理解变换器的工作状态，把图1中的电路在一个开关周期中的工作状态分解成图2中的十一个拓扑状态，包括电流和电压的参考方向，并在图3中展示了功率级平台和控制级平台的主要波形。
t=t0之前，电流iQce和电压VCZCD为正，开关管S1中CISS的电荷被晶体管抽取，开关管开始关断，导致电压VDS上升。
t=t0时刻，VDS达到VIN+NVo，整流管D1和D2开始导通。这一阶段如图2(b)所示，励磁电流iM瞬时从开关管S1转化到输出整流管D1和D2。由于输出电容CO1>>CO2，当电压VO2上升时电压VO1可近似看成恒定不变，这样电流i2相对于电流i1将下降得更快，如图3中(d)和(e)所示。由于这一阶段整流管D2是导通的，电阻RZCD上的电压VRZCD为-(VGS+VS+VCZCD)≈-(VGS+VCZCD),电流iZCD通过电阻RZCD使CISS和CZCD放电。同时，晶体管Q1截止，电流ie流过RF, RS, RL2组成的环路。值得注意的是晶体管Q1只有在它的基射极电压VQbe低于它的截止电压Ｖγ时才会关断。由图2(b)知，VQbe=ieRF+iS1RS≈ieRF,因为iS1RS<<ieRF，晶体管Q1在t0<t<t1期间截止（if ieRF<Ｖγ）.图2(b)的状态在t=t1时结束，这时VGS的电位降到了比晶体管Q1的VQbe低一个管压降，使基-集间PN结正向偏置。
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RCC（自反馈式反激）电源设计步骤及要点
引言：RCC电源结构简单，元器件数量少，但对大多数元器件质量要求很高，所以在设计电源时请结合自身的条件选择拓补。
但不代表某些人所说的“RCC电源容易坏”这个观点，因此结合实际来设计电源是最合适的。
设计步骤
1，计算输入功率P=Po/(0.7~0.89)
2，按照P大小决定使用开关管BJT/MOS，当P大于18W时，推荐使用MOS
3，设计驱动部分
3.1．驱动BJT，电流型驱动，计算驱动电流Ins=2*P/Vmin*β，驱动电压（即反馈绕组电压）推荐6~9V
3.2．驱动MOS，电压驱动，计算驱动电压Vns=Ns（反馈绕组）*Vmin*Dmax/Np大于10V
4，计算主电流回路及元件参数
4.1．计算连续时峰值电流Ip=2*P/Vmin*Dmax
4.2．计算限流保护电阻R≈0.75/Ip*Ip
4.3．开关管选用Io>2Ip，耐压选450~600V
5，设计变压器，在这里要说明一下，变压器的设计最好在满足1.5倍功率下进行设计
5.1．按上面步骤设计变压器，几个关键参数临界电流Iob选（0.5~0.8）*Io
5.2．变压器的漏感尽量做小以减下振铃对开关管的影响，从而也减小了吸收的损耗
5.3．变压器的原边电感在保证磁芯不饱和的情况下做到最大，可以帮助调试空载跳频
5.4．变压器结构说明，反馈绕组最好在第一层疏绕，初级-次级，当然有条件的可以选择三明治绕法6，输出整流滤波/反馈环路与普通反激设计相同，在此就不列举了。