数字集成电路设计-笔记归纳

第三章、器件一、超深亚微米工艺条件下MOS 管主要二阶效应：1、速度饱和效应：主要出现在短沟道NMOS 管，PMOS 速度饱和效应不显著。

主要原因是TH GS V V -太大。

在沟道电场强度不高时载流子速度正比于电场强度（μξν=），即载流子迁移率是常数。

但在电场强度很高时载流子的速度将由于散射效应而趋于饱和，不再随电场强度的增加而线性增加。

此时近似表达式为：μξυ=（c ξξ<），c sat μξυυ==（c ξξ≥），出现饱和速度时的漏源电压DSAT V 是一个常数。

线性区的电流公式不变，但一旦达到DSAT V ，电流即可饱和，此时DS I 与GS V 成线性关系（不再是低压时的平方关系）。

2、Latch-up 效应：由于单阱工艺的NPNP 结构，可能会出现VDD 到VSS 的短路大电流。

正反馈机制：PNP 微正向导通，射集电流反馈入NPN 的基极，电流放大后又反馈到PNP 的基极，再次放大加剧导通。

克服的方法：1、减少阱/衬底的寄生电阻，从而减少馈入基极的电流，于是削弱了正反馈。

2、保护环。

3、短沟道效应：在沟道较长时，沟道耗尽区主要来自MOS 场效应，而当沟道较短时，漏衬结（反偏）、源衬结的耗尽区将不可忽略，即栅下的一部分区域已被耗尽，只需要一个较小的阈值电压就足以引起强反型。

所以短沟时VT 随L 的减小而减小。

此外，提高漏源电压可以得到类似的效应，短沟时VT随VDS增加而减小，因为这增加了反偏漏衬结耗尽区的宽度。

这一效应被称为漏端感应源端势垒降低。

4、漏端感应源端势垒降低（DIBL）：VDS增加会使源端势垒下降，沟道长度缩短会使源端势垒下降。

VDS很大时反偏漏衬结击穿，漏源穿通，将不受栅压控制。

5、亚阈值效应（弱反型导通）：当电压低于阈值电压时MOS管已部分导通。

不存在导电沟道时源（n+）体（p）漏（n+）三端实际上形成了一个寄生的双极性晶体管。

一般希望该效应越小越好，尤其在依靠电荷在电容上存储的动态电路，因为其工作会受亚阈值漏电的严重影响。

绝缘体上硅（SOI）6、沟长调制：长沟器件：沟道夹断饱和；短沟器件：载流子速度饱和。

7、热载流子效应：由于器件发展过程中，电压降低的幅度不及器件尺寸，导致电场强度提高，使得电子速度增加。

漏端强电场一方面引起高能热电子与晶格碰撞产生电子空穴对，从而形成衬底电流，另一方面使电子隧穿到栅氧中，形成栅电流并改变阈值电压。

影响：1、使器件参数变差，引起长期的可靠性问题，可能导致器件失效。

2、衬底电流会引入噪声、Latch-up、和动态节点漏电。

解决：LDD（轻掺杂漏）：在漏源区和沟道间加一段电阻率较高的轻掺杂n-区。

缺点是使器件跨导和IDS减小。

8、体效应：衬底偏置体效应、衬底电流感应体效应（衬底电流在衬底电阻上的压降造成衬偏电压）。

二、MOSFET器件模型1、目的、意义：减少设计时间和制造成本。

2、要求：精确；有物理基础；可扩展性，能预测不同尺寸器件性能；高效率性，减少迭代次数和模拟时间3、结构电阻：沟道等效电阻、寄生电阻4、结构电容：三、特征尺寸缩小目的：1、尺寸更小；2、速度更快；3、功耗更低；4、成本更低、方式：1、恒场律（全比例缩小），理想模型，尺寸和电压按统一比例缩小。

优点：提高了集成密度未改善：功率密度。

问题：1、电流密度增加；2、VTH 小使得抗干扰能力差；3、电源电压标准改变带来不便；4、漏源耗尽层宽度不按比例缩小。

2、恒压律，目前最普遍，仅尺寸缩小，电压保持不变。

优点：1、电源电压不变；2、提高了集成密度问题：1、电流密度、功率密度极大增加；2、功耗增加；3、沟道电场增加，将产生热载流子效应、速度饱和效应等负面效应；4、衬底浓度的增加使PN 结寄生电容增加，速度下降。

3、一般化缩小，对今天最实用，尺寸和电压按不同比例缩小。

限制因素：长期使用的可靠性、载流子的极限速度、功耗。

第四章、导线及互连一、确定并量化互连参数1、互连寄生参数（寄生R 、L 、C ）对电路特性的影响主要表现在三个方面：性能下降，传播延时增加；功耗增加，影响能耗和功率的分布；引起额外的噪声来源，影响电路可靠性。

2、寄生参数简化条件（寄生电阻、寄生电感、寄生电容（对地电容，线间电容））： 若导线电阻大，可以不考虑电感，只考虑电阻电容； 若导线电阻小且短，可以只考虑电容； 若导线电阻小且长，则需考虑电感电容； 若导线平均间距很大，可以不考虑线间电容。

3、互连电阻：wtlR ρ=：纵向参数t 、ρ由工艺决定，横向参数l 、w 由版图决定。

互连电阻越小，允许通过互连线的电流越大，互连延迟越小。

薄层电阻tR S ρ=与版图尺寸无关，则wlR R S==n R S （n 为薄层电阻方块数）：接触电阻：互连与硅及多晶之间的接触（有源接触孔）、不同互连层之间的接触（通孔） 减低接触电阻的途径：增大接触孔（效果不明显）；增多接触孔；信号线尽量保持在同一层。

0.25umCMOS 工艺接触电阻典型值：有源接触孔5~20Ω，通孔1~5Ω。

趋肤效应：在非常高频率下，电流主要在导体表面流动，其电流密度随进入导体深度而指数下降。

趋肤深度：电流下降到额定值的1/e 时所处的深度。

临界频率：趋肤深度达到导体最大尺寸（w 或t ）的1/2时的频率。

4、互连电容：导线对衬底的电容：是电路负载电容的一部分。

不考虑边缘效应时C=OXOX t wlε（若w>>t ），OX ε是绝缘介质（氧化层）的介电常数，OX t 是氧化层厚度。

导线间的电容： 5、互连电感：何时考虑：很长的互连线；极高的频率>1GHz ；低电阻率互连材料如Cu 。

对电路性能影响：振荡和过冲效应；导线间电感耦合；∆V=Ldi/dt 引起的开关噪声；阻抗失配引起的信号反射。

电感值估算：一条导线（每单位长度）的电容c 和电感l 存在εμ=cl 关系式（成立的条件是该导线必须完全被均匀的绝缘介质所包围，但不满足时也可使用来求近似值）。

二、互连线延时模型1、分布模型：电阻和电容沿线长连续分布，是实际情形，但需要解偏微分方程。

2、集总模型：以总电阻和总对地电容等效。

适用于导线较短且频率不十分高的情况，只需解常微分方程。

对长互连线是一个保守和不精确的模型。

为解决集总模型对于长互连线不精确，采取分段集总（分段数越多越精确，但模型越复杂，模拟所需时间越长）。

引入： 3、RC 树、Elmore 延时公式：RC 树：该电路只有一个输入节点，所有电容都在某个节点和地之间，不包含任何电阻回路（使其成为树结构）。

Elmore 延时公式：节点i 处延时为∑==Nk ik kDi R C1τ，ii R 表示路径电阻，ik R 表示共享路径电阻，代表从输入节点s 到节点i 和节点k 这两条路径共享的电阻，i C 代表这个节点的电容。

4、N 级RC 链：RC 树的无分支的特殊情形。

可以使用N 级等分RC 链来近似一条均匀分布电阻-电容线：NN RCDN 21+=τ，导线长L ，单位长度电阻、电容为r 、c 。

R （=rL ）是导线集总电阻，C （=cL ）是集总电容。

当N 很大时模型趋于分布式rc 线：222rcL RC DN ==τ，从而有：一条导线的延时与其长度的平方成正比，分布rc 线的延时是集总RC 模型预测的延时的一半，即集总模型代表保守估计。

5、互连延时的优化：采用低电阻率互连导体，降低R ：采用Cu 替换Al 。

采用低介电常数的互连介质，降低C ：将减少延时、功耗和串扰。

采用过渡金属硅化物，降低多晶接触电阻。

增加互连层数量，有助于减少导线长度。

分层优化。

地址线对策。

优化走线方式，45°布线。

插入中继器。

降低电压摆幅，既缩小了延时又减小了动态功耗。

三、传输线模型当开关速度足够快，互连线的电阻足够小时，导线的电感将不可忽略，因而必须考虑传输线效应。

一条导线的分布rlc 模型称为传输线模型。

1、有损传输线：考虑r 、l 、c ，适用于Al 基芯片。

2、无损传输线：考虑l 、c ，适用于Cu 基芯片。

单位长度的传输延时lc t p =。

信号反射与终端阻抗：终端阻抗决定了当波到达导线末端时有多少比例被反射。

反射系数：0Z R Z R +-=ρ（R 为终端阻抗，0Z 为线的特征阻抗）不同终端时传输线特性：3、抑制传输线效应：阻抗匹配，在导线源端串联匹配电阻或者在导线末端并联匹配电阻。

四、串扰1、来源：当两条互连线间距很小时，一条线上的脉冲电压通过寄生电容耦合在另外一条线上引起寄生信号。

2、串扰的大小取决于线间耦合电容的大小和线间电压差随时间的变化速率。

线间距越小，耦合电容越大，串扰越严重。

层间串扰：平板电容。

重叠面积越大，电容越大。

为了使重叠面积尽可能小，版图设计时应使相邻两层连线在交叉时相互垂直。

3、抑制串扰的途径： 尽量避免节点浮空。

对串扰敏感的节点（低摆幅、浮空）应尽量远离全摆幅信号线。

相邻（同层、异层）导线尽量不要平行，邻层尽量垂直走线，平行走线尽量远离。

在两条信号线间加一条接地或者接VDD的屏蔽线，使线间电容成为接地电容，但会增加电容负载。

时序允许前提下，尽可能加大信号上升下降时间，但会使开关功耗加大。

第五章、反相器一、基本特性1、无比逻辑，逻辑电平与器件的相对尺寸无关，所以晶体管可以采用最小尺寸。

2、极高输入阻抗。

设计良好的反相器具有低输出阻抗，从而对噪声和干扰不敏感。

3、稳态工作情况下，VDD和GND之间没有直接通路，即没有电流存在（静态电路），此时输入和输出保持不变，且没有任何静态功耗。

二、直流电压转移特性VTC（输出与输入电平间的关系）1、阈值电压M V ：NMOS 、PMOS 均在饱和区，由电流相等（使用饱和区电流公式）求解。

短沟器件或高电源电压：使用速度饱和时电流公式)21(DSAT T GS DSAT D V V V KV I --= 长沟器件或低电源电压：使用饱和区电流公式（平方律） 对称的CMOS 反相器：p n K K =，THP THN V V -=，此时2DDM V V =2、噪声容限定义：IH V 、IL V 是1-=inoutdV dV 时反相器的工作点。

IH OH H V V NM -=，OL IL L V V NM -=。

①若CMOS 反相器对称（即p n K K =，THP THN V V -=）：对VTC 采取线性近似。

由两个管子均处于饱和区（或者速度饱和），由电流相等，对Vin 求导并令M in V V =求解inoutdV dV g =，则gV g V V V V DD OL OH IL IH -=--=-，g VV V M M IH -=。

②若CMOS 反相器不对称：由PMOS 在线性区，NMOS 在饱和区，由电流相等，对Vin 求导并令1-=inoutdV dV ，此方程和电流相等方程联立解出Vin 即为IL V 。