高速MOSFET门极驱动

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关闭过程

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在第二阶段，MOSFET漏源电 压从Id*Rds(on)增加到最后 Vds(off)水平，从简图3可知被整 流二极管钳位在输出电压水平。 在这段时间内，与米勒稳态门 极电压信号一致，因为门源电 压是恒定的，门极电流严格的 为当前值。这个电流由功率级 的电容提供，它是从漏极电流 减去的。总的漏极电流等于带 载电流。例如，图3 的DC电源 的传导电流。 图3
CGD, eqv (1 gfs RL)
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其他影响MOSFET开关性能的参数



另一个重要的参数就是门极输入电阻Rgi，这个寄生电阻 描述的是相关的阻抗分配门极信号。这的重要性在高速开 关应用中不可忽视，因为它跨在驱动和输入电容之间，直 接地妨碍MOSFET开关时间和的dv/dt干挠度。一些射频 MOSFET高速器件采用的是金属栅电极代替较大电阻的多 晶体栅电极来分配门信号。 门极阈值电压VTH也是一个重要的参数，它是指在25℃， Id为一个非常小的电流（典型为250uA）所需的门极驱动 电压。因此，它并不等于米勒稳定水平电压，通常称为开 关信号的电压。 另外重要的参数像源极电感（Ls）和漏极电感（Ld）， 同样巨大的限制开关性能。
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图2
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关闭过程

第一阶段是关闭的延时， 需要把Ciss电容电压从开 始的放电到米勒稳态水平。 在这段时间内，MOSFET 门极电流由Ciss电容本身 提供，流经Cgs和Cgd电容。 MOSFET的漏极电压随着 门极电压的降低而慢慢增 加。漏极电流并没有改变。
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图3
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驱动的一些重要特性和典型环节
3、关断加速驱动电路
二极管关断加速 PNP关断加速
图6
图7
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关断加速驱动电路



最简单的方法是反并联二极管，如6图所示。 在这个电路。Rgate 调整着MOS管的开启速度，当关断的 时候，由二极管短路电阻。 通常使用大约150mA的1N4148和300mA的BAS40肖特基二 极管。当栅源电压接近0V二极管的作用越来越少，虽然， 大大加速了关断的速度，但是它仅在电压高的时候工作， 且电流仍旧流向驱动器。 比较流行实用的加速关断是通用的PNP关断电路，如图7。 利用Qoff，在关断期间，源极和栅极被短路了。Rgate限制 开启速度，Don二极管提供了开启时候的电流通路（并且 有保护PNP管子EB免受反向电压的影响）。 电路的最大的好处是放电电流的尖峰被限制在最小的环路 中，电流并不返回至驱动器，驱动器的功率也小了一半， 三极管的存在减小了回路电感。此外，Qoff不会饱和，并 能快速的打开和关闭。仔细看这个电路其实是图腾柱结构 的简化，其中二极管取代了NPN型晶体管。该电路的唯一 的缺点是栅极电压并不释放到0V，而是存在EC极的压差。
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开通过程

导通的最后一个阶段是提供 一个较高的门极电压加大 MOSFET的传导沟道。在开 启时间内Vgs的最终幅值决 定了最终的开通电阻。因此， 在第四个阶段，Vgs从 Vgs,miller 增长到最终的电压 Vdrv。这就完成了对Cgs和 Cgd电容的充电，因为门极 电容被分成两部份。当这些 电容被充电时，漏极电流仍 然恒定，漏源电压随着开通 电阻的减小在慢慢的降低。
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实例一：MOSFET驱动简便计算



开关电源工作频率已选定为50kHz，用半桥电路 半个周期是10us，每个开关管考虑死区时间最多导通9us。9us的导通时 间，上升或下降的时间无论如何不能超过1us，否则处于线性区的时间 占比例太大，效率会比较低。如果开关电源工作频率更高，上升下降 的时间还要减少，换句话说，需要更快一些，可能只允许0.2us。 选定一MOS管,资料里Qg(tot)=130nc，Ciss=2000pF，Coss=400pF， tr=66ns 看datasheet里有条Basic Gate Charge Wavefoum曲线。该曲线先上升然 后几乎水平再上升。水平那段是管子开通(密勒效应)。 希望在0.2us内使管子开通，估计总时间(先上升然后水平再上升)为0.4us。 由Qg(tot)=130nC和0.4us即可得：130nC/0.4us = 0.325A 。 这是峰值，仅在管子开通和关断的各0.2us里有电流，其它时间几乎没 有电流，平均值很小。但不能输出这个峰值，管子开通就会变慢。
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开通过程

如图2所示，MOSFET开通 过程可划分为4个阶段， 第一阶段，输入电容电压 从0V上升到VTH ，在这个 间隔内，所有的门极电流 都用来对Cgd电容进行充电， Cgs电容也有一部分电流流 入。随着门极电压的增加， Cgd电容电压在慢慢的减小。 这个阶段叫做开通延时， 因为漏极电流以及漏极电 压都没有变化。 图2
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关闭过程 关闭的最后一个阶断是 放完MOS输入电容所有 电量，Vgs电压进一步 减小直到0V。类似于关 闭的第三个阶断，门极 的一大部分电流由Cgs提 供。漏极电流跟电压没 有变化.
图3
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总的来说，MOSFET可以分四个阶断工作在最高和最 低阻抗状态（开启和关闭）。四个阶断的时间长短由 寄生电容充电电压与充电电流共同作用决定。这强调 了选择适当的元件和最优栅极驱动器设计在高速高频 开关应用重要性。 MOSFET开通，关闭延时，上升和下降时间的开关波 形都列举在规格表里。但是，这些数字是在特定的试 验条件和阻性负载下的结果，这就使不同厂家的产品 比较存在困难。此外，对于这些数字，在实际应用中， 不同的感性钳位负载，开关性能显然不一致。 从理论上讲，MOSFET的开启/关断速度只取决于栅极 驱动电路，较高电流的开启/关断电路使得输入电容充 /放电加快，提供较短的切换时间，从而降低开关损耗。 较高的充/放电电流可由MOSFET驱动器较低的输出电 阻或者一般负关断电压的N-沟道器件完成。
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MOSFET门极驱动 设计与应用
主要内容：
1、影响MOSFET开关性能的几个主要参数 2、MOSFET 开通、关闭过程分析 3、驱动的一些重要特性和典型环节 4、应用实例分析
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影响MOSFET开关性能的几个主要参数



MOSFET开关操作的目标就是在尽可能短的时间内在最低 和最高阻抗状态下转换，即导通和截止。 MOSFET在导通 和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。 MOSFET两端的电压有一个下降/上升过程，流过的电流 有一个上升/下降过程，在这段时间内，MOSFET的损耗 是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损耗比导 通损耗大得多，而且开关频率越快，损耗也越大 导通瞬间和截止瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损耗 也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通/截止时的 损耗；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。 这两种办法都可以减小开关损失。
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在高速开关应用中，最重要的参数就是这些器件的寄生电 容。Cgs和Cgd 这两个电容相对于实际的物理结构，Cds电 容是寄生双极型晶体管基极集电极电容（本身二极管）。 Cgs电容是由源极和门极形成的沟道重叠区域形成的，它 的值是由实际的结构区域和在不同稳定状态（线性）工作 条件决定的。 一般情况下，上述电容值都不在晶体管规格书直接给出。 它们的值是以Ciss，Crss，Coss直接给出，其计算公式如下 Cgd=Crss Cgs=Ciss-Crss Cds=Coss-Crss 在开关应用中，Cgd电容是放置在输入与输出反馈通道中， 使得进一步复杂化。相应地，它在开关应用的有效值可根 据MOSFET的漏源电压来计算。这种现象被称为“米勒” 效应，它可以表示为：
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MOSFET开关模型
MOSFET实际开关 时间（10ns-60ns）是理 论开关时间（50ps-200ps） 的2-3个数量级别，了解 两者之间差异是很重要 的。 图1为MOSFET常用开 关模型，注意到在器件 的三端都连接有三个电 容，MOSFET的开关性 能取决于电压在这些电 容如何快速变化。 图1
图2
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开通过程

进入开通的第三阶段门极电 压依然是充满电荷（Vgs， miloler）带满载，整流二极 管是关闭的。这时允许漏极 电压下降。当漏极电压下降， 门极电压依然保持稳态。这 是门极电压信号的稳态米勒 阶段。所有的门极电流可以 从Cgd电容放电获得，以便 加速漏源电压的变压。因为 受到外部电路的限制，例如 DC电源，漏极电流依然保 持恒定。 图2
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驱动的一些重要特性和典型环节
1、直接驱动 在电源应用中，驱动主开关晶体管的栅极最简单的方法是 利用PWM控制器的栅极驱动输出，如下图4。
图4 至诚至爱 共创未来
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直接驱动 直接栅极动最大的困难就是优化线路布局，如图所示实际 上驱动器和MOS管一般离开很远，因此在源级到返回路径 的环路上存在很大的感抗，即使我们考虑使用地平面，那 么我们仍旧需要一段很粗的PCB线连接源级和地平面。 另一个直接的栅极驱动的问题是PWM控制器有限的电流 驱动能力，非常少的集成电路提供超过1A峰值栅极驱动能 力。这将在驱动器合理的速度范围内限制了芯片面积的大 小。另一个限制直接驱动MOSFET芯片面积因素是控制器 内部的功率损耗。一个外部电阻可以解决前面讨论的问题。 当因空间或者节约成本必需要用到直接驱动，必需特殊的 为控制器考虑合适的旁路。高的MOSFET栅极驱动电流峰 值可能破坏内部PWM控制器敏感的模拟电路。由于 MOSFET芯片尺寸增大，所以栅极电荷需要也要增加。需 要比通常先择0.1uF或者1uF科学的选择合适的旁边电容。
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驱动的一些重要特性和典型环节
2、图腾柱驱动，如下图5所示
晶体管的图腾柱驱动 MOSFET的图腾柱驱动
图5
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图腾柱驱动 这是有效又便宜的驱动方式，如图5所示，图腾柱可使用 互补的晶体管和MOSFET。像所有外部驱动器一样，该电 路的电流尖峰能力处理和功率损耗，使得PWM控制器的 工作条件更加有利。一般情况下，此部分在PCB设计时尽 量安置在功率MOSFET的旁边。这种方式栅极驱动瞬态大 电流局限在一个非常小的环路面积,减少了寄生电感值。尽 管驱动为分离元件构成，它需要自己的旁路电容安置在高 处NPN晶体管和低处PNP晶体管的集电极。理想的情况下, 有一个平滑电阻或电感在驱动器旁路电容与PWM控制器 的旁路电容之间，以增加抗噪声能力。图中Rgate 是可选 择的，Rb可根据晶体管的放大倍数来选择。两个BE之间 的PN结有效的实现了反压时候的相互保护，并能有效的 把电压嵌位在Vcc+Vbe，GND-Vbe之间，因此，该方案不 需要任何肖特基二极管作反向电流的保护。 相比与晶体管图腾柱，MOSFET图腾柱方式是反向驱动， PWM信号必须倒向。另外，合适的MOSFET比双极型晶体 管昂贵的多 。
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关闭过程

在第三阶段的开始标志着二极 管的开通，因而提供了一条可 供选择的负载电流。门极电压 从Vgs,miller 下降到VTH 。主要 的门极电流从Cgs电路容流出， 因为Cgd电容还是原先的充电 状态。MOSFET的漏极电流随 着栅源电压的下降而线性下降， 到本阶段末，下降到几乎为零。 与此同时，在漏极电压稳定 Vds(off)由于整流二极管正向偏 置。 图3
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开通过程

一旦门极电压达到阈值，MOS 开始运载电流。

在第二阶段，门极电压从VTH 上升到米勒稳态Vgs-miller。电 流正比电压的线性运行。在门 极端，电流流入Cgs与Cgd 电容， 像第一阶段一样，门极电压增 长。在输出端，当漏源电压还 有原先水平时(Vds-off)，漏极 电流增加，从图2可以很容易 的看明白。直到所有电流都转 换到MOSFET和二极管完全关 闭只有PN节反向电压，漏极电 压停留在输出电压水平上