跑步机电路设计
电工电子实习 智能跑步机设计
智能型电动跑步机驱动控制系统设计与实现一、背景介绍随着经济的快速发展和人们生活水平的不断提高，人们越来越重视自身的健康。
健身热一浪高过一浪，从必须到公共健身房锻炼逐渐过渡到建立家庭健身房，跑步机由于其运动形式简单常常作为家庭首选器材。
人们在得到健身的同时，也对跑步机的智能化和多功能化提出了更高的要求，不仅要求具有智能化，同时要求具有良好的操作环境。
比如在锻炼时能有优美的音乐陪伴，控制跑步机时能有语音提示等。
这样人们可以在轻松愉快的环境中得到锻炼，随着电子技术的发展，特别是微电子技术的发展及广泛应用，使这种愿望成为可能。
单片机SPCE500A不仅具有一般单片机的控制功能，同时具有语音识别和处理能力。
该跑步机控制系统就是以它为核心芯片进行数据的处理和控制的二、设计思路新一代16位单片机SPCE500A具有语音识别、处理和控制的特点，设计出具有语音播放功能的智能跑步机控制系统。
该系统以SPCE500A为核心，根据使用者跑步时对速度的要求，由SPCE500A输出PWM波形信号自动控制跑步机的运转速度，同时可以实时测试心率并且具有急刹车等功能。
该系统的所有操作均在语音提示下进行，所以该控制系统具有更人性化的操作环境。
三、硬件设计智能型电动跑步机的硬件结构组成如图 1 所示，我们可以看到，其控制系统主要包括五部分，分别是单片机（SPCE500A 型）、运动心率的检测、跑步机的输入、跑步机的调速、语言输出/ 输入部分。
跑步机的硬件部分是智能型电动跑步机正常工作最基本的部分。
PWM控制就是对脉冲宽度进行调制的技术即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来获得所需要的波形。
由于SPCE500A具有PWM输出，所以只需要调整其输出占空比即可达到调速目的。
图2为电机调速电路。
（1）心率检测电路随着我国科学技术的不断发展，人们在使用跑步机时，希望能够随时了解自己的心率，从而能够根据自己的心率调整相对适宜的跑步的速度。
所以，该系统在进行设计时特意加入了采集心率的电路。
电动跑步机控制系统的设计
电动跑步机控制系统的设计摘要：介绍了一种电动跑步机控制系统的结构和控制方法。
该系统采用EM78P459和P89 C52 2个单片机，分别用于电机控制和人机交互，2个单片机之间通过I／O方式通信；在运动控制上，采用基于IGBT管的脉宽调制(PWM)直流调速技术，控制算法采用转速反馈闭环分段PID控制。
对系统的电磁兼容性(EMC)设计进行了介绍。
关键词：电动跑步机；控制系统}PID校正；电磁兼容性0 引言电动跑步机是机电一体化产品，其技术含量主要体现在跑步机专用电机、控制系统、附带的其它功流电机，其额定电压AC220 V，额定电流<O．5 A，带丝杆结构和位置电位器。
右边是人机交互部分，左右2部分通过各自单片机的2个普通i／O口。
经光藕隔离，以高低电平收发方式通信。
此外，仪表部分的十5 V DC电压，由控制板提供的+ 12 V DC电压转换得到。
1．2 调速电路的设计驱动电机的调速电路是系统硬件的核心，如图2所示，采用基于IGBT 管的PWM 直流调速技术[2]。
由于IGBT管集MOSFET管与双极型大功率晶体管的优点于一体，属压控型器件，对栅极驱动电路的要求降低，而且导通电阻低、通断速度快、单管容量大，适合作P WM 的功放管[3]，此处由于IG—BT作为硬性开关工作，因此选择了容量较大的G60N90DG3管，其V CES为900 V，Ic为6O～42 A(对应25～100℃)。
栅极驱动采用了专用芯片MC33153，它带有过流保护和故障输出功能。
在IGBT管的漏一源两极间附加有RCD吸收网络R4C2D2，防止尖峰电压的冲击；用粗铜丝绕成的小电感L。
是为了抑制尖峰电流。
电机的续流二极管Dl为K3060G3。
主电路的性能如何可由IGBT管的源极电压波形来检验，在PWM工作时，应接近理想方波。
系统的PWM 的工作频率为16．45 kHz，由单片机产生。
驱动电机所需的直流电压由220 V交流电压经整流、滤波后得到。
基于UF控制的跑步机变频电路的设计 (3)
对于采样率转换器性能分析的UPSAMPLE过滤器文摘现在许多信号处理的任务是在数字域执行。
各种各样的采样率的基础上使用所需的信号质量和可用带宽。
样本率转换,因此不可避免的界面系统与不同的采样率。
数字采样率的目的是将数字转换的音频信号从一个到另一个采样频率，尽管抽样会丢失一些信息。
音频信号的失真引入的采样率转换器应该尽可能低。
生成的输出样本从输入样本将被执行的应用程序的各种不同的技术,本文介绍了一种新的技术样本率提出的数字转换器。
我们将讨论性能分析的上样本过滤器在提出数字采样率转换器。
关键字采样率转换器转换因子,上采样-下采样滤波器,使得积分三角调变器、频率检测器。
1.介绍需要廉价的、简化的实现复杂度,高分辨率的模数转换器(adc)在数码音频已经导致使用对单频正弦信号技术在设计这样的转换器而不是传统的连续-近似技术。
例如,通过对单频正弦信号的ADC固有的量化噪声分布在一个更广泛的频率范围,以便带内噪声是由小,有效地提高了数量的ADC比特。
此外,这些新的范围的高性能adc采用三角函数西格玛调制,因为它很简单。
大多数(如果不是全部,今天廉价的高分辨率adc(18、20、24位)在使用中使用的比较多处理。
本文分析结果,给出了一种新方法的数字采样率转换器的经营理念的新技术，是很简单的取样速率转换。
一个输入样本直接转移到输出样本,而每单位时间内,一定数量的这些样品是错失或重复,这取决于不同频率在输入和输出示例。
省略、接受或重复的一个示例称为‘验证’。
为了得到最简单的硬件实现,已经作出了选择只使用接管操作和重复过程在当前的系统解决方案。
这意味着输出采样频率的采样率转换器总是大于输入采样频率。
所提方法的有效性方面的记忆和百万条指令使用情况与其他现有方法一直是自我参照准则描述。
该方法还可以延长采样率转换从数据的周期。
本方法可以很容易地实现在数字信号处理实时采样率转换。
这个过程重复的样本不出所料引入了错误。
产生的输出样本将有正确的价值观,但结果的验证过程中,他们都被放置在输出时间网格与可变时滞对输入时间网格。
多功能家用跑步机设计__毕业设计论文 精品
本科毕业设计论文题目：多功能家用跑步机设计毕业 任务书 一、题目多功能家用跑步机二、指导思想和目的要求按照毕业设计大纲的要求，通过这次毕业设计实践，让学生综合运用大学期间学习和掌握的专业知识，理论联系实际，完成最终产品设计和毕业论文的写作，提高综合实践能力，为走向社会和步入工作岗位打下更加坚实的基础。
本次毕业设计要求在在充分调研的基础上，按照项目来源单位的要求，确定多功能家庭跑步机概念设计的总体设计定位、使用人群及其特点和需求，并综合考虑文化、社会心理、市场等相关因素，以此为基础完成相应的造型设计，在设计过程中，要求充分运用所学的调研、手绘、效果图、计算机辅助工业设计、人机工程、色彩学等多方面的专业知识和技能，设计规定五种产品的形态、色彩、材质并分析其人机性能，在满足功能的前提下突显产品的创新性、文化性、和独特设计特点和设计目标，同时要求在设计中进一步培养理论联系实际、解决设计问题的能力，通过系统分析和论述完成毕业设计论文，提高写作水平。
具体要求如下：针对目标展开调研，了解相关需求概况，确定设计方向，为具体设计奠定基础；在完成创意草图的基础上，通过讨论，选出最佳方案进行优化，同时对其进行定位分析、功能需求分析、人机分析以及具体的形态、色彩和材质等方面的设计；通过翻译和论文写作，提高翻译和科技论文写作水平。
将所学知识技能充分运用到本次设计中，理论联系实际，达到综合能力提高的目的；随时与指导老师取得联系，把握进度，做好毕业设计；多与同学交流，探讨，发挥组织团队精神。
三、主要技术指标设计论文1、完成英文资料翻译一份。
要求文字通畅，思想内容表达清晰；2、完成设计调研报告一份,要求切合实际，图文并茂，数据确切；3、完成开题报告一份,要求内容详实，层次清晰；4、完成毕业设计论文一份，要求格式符合科技论文要求，符合工业设计专业特点；5、完成家用跑步机的外观设计具体产品概念设计草图30张，从中选出最优方案。
6、完成设计效果图、建模1份，要求符合产品设计要求；7、完成毕业设计PPT演示文档一份；8、完成两块展板设计。
基于单片机的跑步机控制器设计
电子电路设计与方案基于单片机的跑步机控制器设计作者/赵丽芳，南京信息职业技术学院摘要：随着生活水平的提高，人们的健身意识增强。
跑步机作为一种重要的健身器材得到了较为广泛的应用。
本设计是以STC89C52单片 机为核心，利用C程序程序来控制STC89C52单片机各个引脚输出的变化，通过PWM调节实现直流电机转速的控制，并通过输出高低电平 来改变步进电机的状态，以实现跑步机的速度调节模拟以及坡度调节模拟的功能。
关键词：单片机；电动跑步机；STC89C52;控制器跑步作为一项最为传统的运动，也是目前国际流行并被 体育界以及医学界所认可并给予了高度评价同时积极推荐 的有氧运动，所以，跑步机作为一种便于使用的，同时也是 用于最有效的有氧运动的健身器材，得到人们的青睐。
1.总体方案设计跑步机以电力为其动力，通过控制其驱动电机的转动状 态来带动跑步机底座上的滚筒和跑带进行传动，从而实现跑 步带的移动功能。
而使用者若要保持其在跑带上的位置的 话，则需要以与跑步带速度相等、方向相反的速度来进行奔 跑以维持其位置，从而达到锻炼的目的。
电动跑步机控制器 系统一般由两大部分组成，分别为人机交互部分（主要实 现使用者的命令输入、跑步机运行过程中的时间、里程、速度、消耗掉的能量等等参数的显示功能）；调速部分（根 据使用者自身所适宜的速度需求来对跑步带驱动电机的转 动状态进行调节，从而实现跑步带的速度控制）。
显而易见，调速部分是整个电动跑步机控制器系统的核心，它的性能对 整体跑步机的影响关系重大，是至关重要的部分。
图1跑步机系统框图2.硬件设计跑步机调速电机利用正弦波驱动永磁同步电机，也称作 正弦波永磁电机或者永磁同步电机来构成永磁同步电机驱 动系统。
该系统利用的是磁场定向矢量控制技术，从技术层 面上来说比感应电动机更加简单，因此也更加容易实现，并 且该种方案中采用了非接触式电子换向结构，其应用在高档跑步机的前景比较宽阔。
根据系统设计的功能要求，本系统硬件电路的设计主 要包括：直流电机脉冲宽度调制调速电路，用于模拟坡度 调节的步进电机驱动电路，以及用于显示数据的L C D液晶 屏。
SCHIEYU800跑步机设计规格书
SCHIEYU电气跑步机设计文档一、IC SPECIFICATION：1、MCU： ET50C0092、POWER：3.0V(1.5V*2)，(2.0~5.2 V)3、STANDBY CURRENT：< 30μΑ4、ROM SIZE： 10KB5、OSCILLATOR：4.4 MHz(build-in)，32768 Hz(external)6、ESD：Air±10KV，Contact±6KV7、LCD：1/3 Duty 1/2 Bias 3.0VopSPEED功能Scan speed dist time odo meter cal pulseCOUNTA67270PS：0=OPEN 1=CLOSE三、FUNCTION：1、AUTO LCD OFF(HALT) FUNCTION：如超過256秒無訊號輸入或KEY IN，則自動進入SLEEP狀態，當有訊號輸入或KEY IN可重新工作，且所有功能數值皆保留，並處於SCAN FUNCTION。
2、POWER ON FUNCTION:當電池裝入時LCD所有圖形全顯示1秒同時蜂鳴器Bi一長聲後，LCD繼續顯示WHEEL SIZE、CAL 的選擇值，時間為1秒後，回到SCAN FUNCTION。
3、SCAN FUNCTION3.1、OPTION F=0時，當BATTERY IN OR HALT RELEASE時LCD DISPLAY SCAN FUNCTION，每6秒循環顯示一個功能。
當SPEED時， SCAN TIME ODO CAL PULSE SPEED DIST當COUNT時，TIME TOT CNT CAL PULSE TEMPO RPM COUNT3.2、OPTION F=1時，當BATTERY IN OR HALT RELEASE時LCD DISPLAY SCAN FUNCTION，每6秒循環顯示一個功能。
當SPEED時， SCAN TIME ODO CAL PULSE DIST當COUNT時，3.4、當SPEED時，SCAN MARK DISPLAY，各功能MARK FLASH在SCAN MODE 每6秒換一次。
机械毕业设计616多功能自动跑步机机械部分设计
机械毕业设计616多功能自动跑步机机械部分设计目录绪论第1章总体方案设计1.1 基本功能在本章中，我们将介绍该项目的基本功能。
该项目旨在设计一种新型电动机传动机构，以满足特定应用需求。
1.2 构造设计本节将介绍该项目的构造设计。
我们将讨论电动机传动机构的基本构造，并介绍如何选择合适的材料和制造工艺，以确保其可靠性和稳定性。
1.3 功能原理的确定在本节中，我们将确定电动机传动机构的功能原理。
我们将介绍如何选择适当的传动比和转速以实现所需的输出功率和效率。
小结本章介绍了该项目的总体方案设计，包括基本功能、构造设计和功能原理的确定。
第2章电动机类型与参数的选择2.1 类型功率选择本节将介绍如何选择适当的电动机类型和功率。
我们将讨论不同类型电动机的优缺点，并介绍如何根据应用需求选择合适的功率。
2.2 技术参数在本节中，我们将介绍电动机的技术参数。
我们将讨论电动机的额定功率、额定电压、额定转速等参数，并介绍如何根据这些参数选择合适的电动机。
小结本章介绍了如何选择合适的电动机类型和参数。
我们讨论了不同类型电动机的优缺点，并介绍了如何根据应用需求选择合适的功率和技术参数。
第3章传动机构设计3.1 设计步骤及参数选择在本章中，我们将介绍传动机构的设计步骤和参数选择。
我们将讨论如何确定传动比、选择合适的传动方式和传动装置，并介绍如何计算传动机构的参数。
3.2 多楔带带轮结构和尺寸选择本节将介绍多楔带带轮结构和尺寸的选择。
我们将讨论如何选择合适的带轮直径、带宽和带轮数量，并介绍如何计算带轮的尺寸。
3.3 带传动的张紧装置的选择在本节中，我们将介绍带传动的张紧装置的选择。
我们将讨论不同类型的张紧装置的优缺点，并介绍如何根据应用需求选择合适的张紧装置。
小结本章介绍了传动机构的设计步骤和参数选择，以及多楔带带轮结构和尺寸选择和带传动的张紧装置的选择。
6.3 跑带调整：两个螺栓调整法跑带调整是跑步机维护的重要环节，它可以保证跑步机的正常使用和延长使用寿命。
基于UF控制的跑步机变频电路的设计 (10)
PERFORMANCE ANALYSIS OF UPSAMPLE FILTERFOR SAMPLE RATE CONVERTERABSTRACTNow a days many signal processing tasks are performed in the digital domain. Various sample rates are used on the basis of required signal quality and the available bandwidth. Sample-rate conversion is therefore inevitable to interface systems with different sample rates. The aim of digital sample rate conversion is to bring a digital audio signal from one sample frequency to another. Some information is lost while sampling.The distortion of the audio signal introduced by the sample rate converter should be as low as possible. The generation of the output samples from the input samples may be performed by the application of various techniques, In this paper, a new technique of digital sample-rate converter is proposed. We discuss performance analysis of upsample filter in proposed digital sample rate converter. KEYWORDSSample Rate Converter, Conversion Factor, Upsample-Downsample Filter, Sigma-Delta Modulator, Frequency Detector.1. INTRODUCTIONThe need for inexpensive,reduced implementation complexity, high resolution analog-to-digital converters (ADCs) in digital audio has led to the use of oversampling techniques in the design of such conveters rather than the traditional successive-approximation technique . For example, by oversampling the quantization noise inherent in ADCs is spread over a wider frequency range, so that the in-band noise is made small, effectively increasing the number of ADC bits. Further, these new ranges of high performance ADCs employ delta sigma modulation because of its simplicity. Most, if not all, the inexpensive, high resolution ADCs (18, 20, 24 bits) in use today employ multirate processing.In this paper, analysis results are presented for a new method of digital sample rate converter . The operation principle of the new technique of sample rate conversion is very simple. An input sample is directly transferred to the output, while per unit of time, a certain amount ofthese samples is mislaid or repeated, depending on the difference in input and output sample frequencies. The omission, acceptance or repetition of a sample is called ‘validation’. In order to get the simplest hardware implementation, the choice has been made to use only the take-over operation and the repetition process in the current system solution. This means that the output sampling frequency of the sample rate converter is always larger than the input sample frequency. The effectiveness of the proposed procedure in terms of memory and MIPS usage for SRC withother existing methods has been described. This method can also be extended for sampling rate conversion from DAT to CD. The proposed procedure can be easily implemented in a DSP for a real-time sampling rate conversion.The process of repeating samples unsurprisingly introduces errors. The resulting output samples will have correct values, but as a result of the validation process, they are placed on the output time grid with a variable time delay with respect to the input time grid. As a result, the output sequence should be observed as the input sequence, having the correct signal amplitude, which is sampled at erroneous time moments. The effect is the same as sampling the input signal by a jittered clock . As a result, it can be stated that the time error mechanism introduced by the validation method is time jitter.If all input samples would be transferred to the output grid without the repetition or omission of a certain amount of them, then the output signal would be just a delayed version of the input signal, exhibiting the same shape. It is the repetition and omission (in the current system setup nly the repetition ) of input samples that give rise to a variation in time delay for each individual output sample. This variation in individual time delays introduces phase errors. As a result of this, the shape of the output signal will be distorted .The time errors introduced by the conversion process can be reduced considerably by applying upsampling and downsampling techniques. The input sample rate of the converter will be higher so that the conversion errors are smaller, resulting in smaller time jitter. These techniques do not serve when we want to achieve the very high analog audio performance required for specialized applications . By using a sigma-delta modulator (noise shaper) as control source for the conversion process, the time errors will be shaped to the higher frequency region. As a result, the audio quality ( in the baseband) of the signal will bepreserved, provided that sufficient bandwidth is created by upsampling of the input signal. The high frequency (out of base band) phase modulation terms can be filtered by a decimation filter or an analog low-pass filter which is directly placed after the sample-rate converter . Figure 1 shows the block diagram of the complete sample-rate converter.Fig. 1. Block diagram of the sample-rate converter.As has already been mentioned, only the input sample take over operation will be employed here in order to get the simplest hardware. This means that the input sample frequency of the converter must be always be smaller than the output sample frequency. With this constraint imposed, it is assured that all input samples are used in the output sequence, none of them being omitted. Theextra output samples per unit of time are introduced in the output sequence by repetition of theirprior output samples.2. GUIDELINES FOR UPSAMPLE FILTERThe upsample filter shown in figure 1 generates the signal for variable hold function. The upsample filter consists of an upsampler and a low pass filter. The upsampler inserts N-1 samples with zero amplitude in the input sequence (sampling frequency Fin*) , causing an increase of the fundamental frequency interval of the input sequence from Fin* to NFin*. Because sampling and upsampling add spectral images around the sampling frequency and multiples of it, these high frequency spectral images must be suppressed by a low-pass filter. This low-pass filter, which operates on the new sampling frequency, has a limited stopband attenuation which means that there are residual spectral images (having a small amplitude) in the high-frequency band. This implies that for the spectral representation of the inputsinewave, the high-frequency low-amplitude mirror spectra (also to be modeled by delta functions) must be added to the delta functions for sinewave. The high frequency mirror spectra cause the bandwidth of the input signal to increase.The spectral representation of the sample-rate conversion process given by following equation can be used to establish the required stopband attenuation of the upsample filter.(1)S yy(f)=S xx(f)+A2f2in/F2s,out*(1-F s,in/F s,out)2*[1/(f-f in)2*S SDSD(f-f in)+1/(f+f in)2*S SDSD(f+f in)] When the dependency on the time error spectrum is considered instead of the sigma-delta spectrum, the following equation is found:(2)S yy(f)=S xx(f)+2π2A2f2in*[S∆t∆t(f-f in)+S∆t∆t(f+f in)]The frequency f in in (2) denotes the input frequency of the sinewave in the audio band (i.e. not the sampling frequency). With the upsample filter taken into account, the input signal consists of this sinewave together with the additional high-frequency mirror components. When the time error spectrum contains a discrete spectral peak at a frequency within 20 kHz near such a mirror component, then the phase modulation term at the difference frequency falls into the audio baseband. The amplitude of such a modulation term is, according to (2), proportional to the frequency of the mirror component, the amplitude of this mirror component and the amplitude of the time error component.In order to establish the required stopband attenuation of the low-pass filter, the largest modulation terms that can fall into the audio base band, have to be found. This is done by examining the time error spectrum for discrete peaks. This time error spectrum has a discrete has a discrete peak for the input sampling frequency (largest amplitude), and multiples of it. The fundamental frequency interval of this time error spectrum is equal to the output signal and amounts F S,out/2. The fundamental frequency interval of the input signal is F S,in/2, which is smaller.For digital audio the mostly used sample frequencies fall in the range from 32 kHz-5% to 48 kHz+5%. This means that the input sampling frequency of the total sample-rate converter ranges. from 30.4 kHz to 50.4 kHz. The input sampling frequency F S,in of the actualsample-rate converter ranges from 1.9456 MHz to 3.2256 MHz (64 times upsampled). The output sampling frequency is fixed at 128Fs=5.6448 MHz.For an input frequency of 30.4 kHz, the fundamental interval of the input signal amounts 0.9728 MHz while for an input sampling frequency of 50.4 kHz this value is 1.6128 MHz. This means that the highest frequency component of the input spectrum that can generate modulation terms in the audio baseband is for a 30.4 kHz input sampling frequency equal to 972.8 kHz + 20 kHz=992.8 kHz. For a 50.4 kHz input sampling frequency this highest frequency amounts 1612.8 kHz + 20 kHz=1632.8 kHz. The first spectral peak at the input sampling frequency F S,in in the time error spectrum, which has the largest amplitude, cannot generate modulation terms in the audio baseband. Of the second and higher-order spectral peaks that fold back to frequencies below the highest frequency the peaks with the largest modulation product have to be found. The largest modulation product will be reached for the spectral peaks with the maximum frequency and the maximum amplitude.Table 1 lists the largest intermodulation terms for the considered range of input sample frequencies, using a third order sample-rate converter. The values in the last column are obtained using the difference frequency term in (2). The frequency f in in (2) denotes the frequency of the spectral image in the high-frequency band. It appears from table 1 that for an input sampling frequency of 50.4 kHz, a 0dB mirror component (amplitude A=1[V olt]) would give rise to a baseband modulation term with an amplitude of -22.8 dB, which is worst case in the considered frequency range. The required stopband attenuation of the upsample filter is found by considering the performance degradation of the sample-rate converter. An input sampling frequencyof 50.4 kHz (internal input sampling frequency of 3.2 MHz) corresponds to a conversion factor of 1.75.Table 1 Largest modulation terms falling into the baseband for a 0 dB spectral imageIt is observed that for a conversion factor of 1.75 the worst case SNR of the sample-rate converter – without upsample filter – is about 98dB. The required stopband attenuation must be 98 dB – 22.8 dB = 75.2 dB so that the same performance loss is obtained as in the situation without the upsample filter.3. SIMULATION AND PERFORMANCE ANALYSISThe total sample-rate converter including an upsample filter has been simulated. The upsample filter, which has a stopband suppression of 75 dB, has been designed by means of the program, which is a part of simulation. The worst case situation is considered for a third-order sample-rate converter. The input sampling frequency amounts 50.4 kHz which corresponds to 48 kHz + 5% while the frequency of input sinewave is 20 kHz. The input signal is 64 times upsampled by the upsample filter which consists of a cascade of six sections. Each of these sections upsamples the input signal with a factor two.The first filter section has to generate a fairly steep transition from the passband to the stopband which implies a large number of filter taps ( coefficients). The following filter sections have consequently a much more relaxed transistion band which implies that the number of filter taps can be much smaller for these sections. The upsample filter has been designed this way in order to minimize the total number of calculations during the simulation. The filter transfer function is dependent on the input sampling frequency. When the filter transfer function is optimized for an input sampling frequency of 44.1 kHz, then the transition band ranges from 20 kHz to 22.05 kHz. When the same filter coefficients are used for an input sampling frequency of 32kHz, the frequencies marking the transition band are linearly scaled and become 14.51 kHz and 16 kHz respectively. This means that the bandwidth of the output audio signal is limited to 14.5 kHz and consequently it will not be suited for high-end applications. This makes clear that one should be careful with the choice of the upsample filter.4. CONCLUSIONSIn this thesis a technique of digital sample-rate conversion is described and analyzed from a theoretical point of view, at system level. With this technique, the output samples are obtained by the taking over, the omission or the repetition of the input samples. This new method of samplerate conversion can be used for the interconnection of two audio devices having a different sampling frequency, as well as for digital mixing of a few sources having a different sampling frequency.The sample-rate converter based on shaping of time errors requires an upsample filter which is much simpler than those used in conventional digital sample-rate converters. The upsampling factor can be lower and the stopband attenuation can therefore be smaller. The computational complexity needed is much smaller than for conventional sample-rate conversion methods. This gives a reduction in the nedded hardware. As a conclusion it can be stated that the specifications of the upsample filter depend on the situation for which the sample-rate converter is used.。
跑步机电路设计
沈阳工业大学数电课程设计论文题目：跑步机电路设计学院：专业班级：学生姓名：指导教师：目录1.课程任务 (3)2.设计要求 (3)3.实验目标 (3)4.方案论证 (3)5.选件 (4)6.实验原理 (5)(1)脉冲产生电路 (5)（2）分频电路 (6)（3）计数器电路 (7)（4）译码显示电路 (9)7．调试过程 (10)8.课程问题和建议 (12)9.参考文献 (13)1.课程任务：跑步机电路设计2.设计要求：（1）该跑步机电路有清零功能，有计时功能，有暂停键，可以显示。
（2）有两个档位开关，分别为一步一秒、一步两秒。
（3）档位开关打开同时，开始计时。
计时显示最高为1′59″。
（4）步数累计显示。
3.实验目标：根据设计要求，作出相关设计原理图，并选择器件连接电路。
4.方案论证：脉冲电路产生的秒脉冲驱动计数器进行计数，产生BCD码驱动译码器译码，产生的译码通过数码管进行显示，电路的清零与暂停将通过计数器的特性进行设计。
总体框图1总体框图25.选件电路板一个，USB接口一个，芯片555一个，74LS74一个，74LS160六个，74LS48六个，74LS20一个，74LS04一个，74LS08一个，数码管6个，自锁开关2个，单刀双掷开关2个，300Ω电阻42个，24KΩ电阻2个，10uF电容一个，10nF电容一个，导线若干。
6.实验原理总电路图：（1）脉冲产生电路图为由555定时器外接电阻、电容组成的多谐振荡器。
电源Vcc 经电阻R1、R2向电容C1、C2充电。
当电容C1上的电压上升到电路的上线阈值电压2Vcc/3时，电压比较器C1输出高电平，使电路的输出端u0为低电平，这时电路内部的放电开关导通，使电容C1经电阻R2通过放点端放点。
当电容电压下降到触发电压Vcc/3时，使得电路内部的电压比较器C2输出高电平，从而定时器输出u0由“低”变“高”，并使放电开关断开。
重复上述过程，电路产生振荡。
由题意可知，步速为1秒1步和1秒2步，因此需产生2Hz振荡频率，再由74LS74分频得到1Hz 频率。
基于AVR单片机的智能跑步机控制器设计
基于AVR单片机的智能跑步机控制器设计————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：基于AVR单片机的智能跑步机控制器设计1 引言电动跑步机是目前健身器材中的主流产品，它是通过电机带动跑步带使人以不同的速度被动地跑或走，在人体用力方面，比在地面上跑、走省去了一个蹬伸动作，可使人比在地面运动消耗更多能量。
但由于其功能比较单一，缺乏娱乐性和交互性，长时间锻炼会使人感到枯燥乏味。
在全社会崇尚健身就是生活质量的今天,传统电动跑步机这种单调重复运动已难以满足人们对健身品质的要求，而具有虚拟现实功能的智能跑步机，以计算机虚拟的模拟环境代替现实世界的真实环境，给人身临其境的沉浸感,增加了健身的乐趣,已成为目前的研究热点.本文将传统电动跑步机与虚拟现实技术相结合，研究并设计了具备传统电动跑步机各种健身模式且具有虚拟场景漫游功能的智能电动跑步机控制系统.系统通过上下位机的串行通信进行各种参数的实时传递,TFT液晶显示器显示友好的操作界面以及实时变化的运动和体能参数，采用触摸屏与薄膜按键结合的操作方式增加操作的灵活性，是虚拟现实、人机交互在健身器材方面应用的一个典型例子。
采用ATMEL公司的ATmega128作为跑步机的主控芯片，它具有先进的RISC架构，内部集成较大容量存储器，有丰富的管脚资源，驱动能力强,具有在系统编程功能,给控制系统的设计及程序的升级和维护提供了极大方便。
2 跑步机控制系统的结构及功能2。
1 系统结构控制系统由上位机和下位机两大部分组成。
上位机采用普通计算机，主要负责触摸屏控制、操作界面显示、多媒体播放和虚拟场景漫游.下位机以ATmega128为核心控制器,配合相应的外围电路，通过采集键盘输入、电机反馈、接收上位机信息等对跑步机进行直接控制。
上下位机通过串行通信总线RS232进行通信。
跑步机控制系统总体设计框图如图1所示，虚线框内是下位机控制器设计。
跑步机电气基本结构
跑步机电气基本结构跑步机电气基本构成跑步机构成均为三大部分：仪表、驱动电路板、变频器系统仪表：其核心部件CPU均采用51系列单片机或STC系列单片机，参数显示部分由LED数码管及LED点阵构成，工作电源为+5V直流电。
仪表按键部分除JS-5023为金属触摸按键，其于各仪表按键均为机械式按键。
各款仪表的电气总线及其接口完全一样。
驱动电路板：它由电源整流部分，仪表控制信号处理部分、升降电机电源控制部分、变频器交流电源输入部分、变频器直流控制信号输入部分构成。
为了保证电气的互换及兼容，商用跑步机驱动电路板完全相同，因此可以做到互换。
变频器系统：由变频器和三相交流异步电动机构成。
三相电机调速基本原理：变频电跑的调速原理是通过变频器改变三相异步电动机的定子电源频率来实现无极调速的。
三相交流异步电动机电气结构：由定子绕组和转子绕组构成，其中定子绕组是三相绕组，当把三相交变电流通入三相绕组后，定子三相电流产生旋转磁场，其旋转转速可用n0=60f/P来表示，其中参数f表示定子三相电流的频率。
当转子绕组切割旋转磁场时，产生感应电动势和电流，感应电流和定子磁场相互作用，产生电磁转矩，使转子旋转起来，因此调节了定子三相电流的频率f，便调节旋转磁场转速，也就调节了异步电动机轴上的转速。
变频器系统用电环境电源电压同变频器的匹配要求：本产品所使用变频器的电源电压要求：本产品所使用的变频器供电电源电压为单相220V(+5%/-10%)/50Hz.变频器对供电电压的波动范围有严格规定，必须满足≤±10%。
供电电压低于200V或高于240V，变频器会立刻出现跳闸并关闭输出，跑步机会停机。
跑步机所需电源容量最低要求跑步机所需电源容量最低标准应按单台跑步机的输入功率乘上实际使用数量。
使用场所的电源变压器容量应当满足跑步机的实际使用数量，变压器容量不足，则不能给设备提供足够能量，势必造成电源电压低于200V。
导致变频器跳闸并关闭输出。
自发电跑步机的研制
目录摘要： 31引言31.1自发电跑步机的简介 31.2关于Pro/E的简介 42自发电发电跑步机简介 42.1自发电跑步机的总体介绍 42.2跑步机部分的介绍 52.2跑步机发电部分的介绍53自发电系统的设计53.2减速装置的设计73.3自发电跑步机发电机部分的设计12 3.4逆变器的设计及应用144展望与总结15参考文献 16谢辞18自发电跑步机的研制摘要：跑步机是家庭及健身房常备的健身器材，锻炼时不受天气影响，更安全，深受广大健身爱好者的欢迎。
而当今社会的口号是环保，低碳。
所以自发电跑步机应运而生。
它避免了普通跑步机受地方空间及电源的限制。
而当前我国能源的紧缺，也加快了自发电跑步机的发展。
自发电跑步机不仅使人锻炼了身体，还是人的消耗的体能转化为电能，因此自发电跑步机具有“健身强身，储能节能，绿色环保”等多重功能。
随着健身家庭和全民健身的普及，具有巨大的市场前景及社会效益。
关键词：自发电；跑步机；节能环保；1引言当今社会随着经济和科技的不断发展，人们的生活水平得到了很大提高。
因此人们对身体健康的重视程度也在不断的加强，而在体天猫返利网w w w.m a i d a n g.c n育锻炼方面的消费相应的也在飞速的提高。
近年来在我国，作为健身活动中主要使用的器材——跑步机的产量每年都以超过 25%的速度在增长。
但随着社会的发展，我国对能源的需求也在不断的增加，用电需求量每年也是在大幅度的攀升。
而用于发电的自然资源绝大部分是不可再生的，人类在发展经济的同时，对自然资源的肆意开发和对环境的无偿利用，已经造成了生态破坏、资源短缺、环境污染等重大问题。
我国传统能源资源十分有限，世界能源供应市场危机不断，因而不允许我国长期的高能消费。
1.1自发电跑步机的简介电动跑步机，又叫电动跑步台，是多年来流行大众健身器材，通过电机带动跑带使人以不同的速度被动地走或者跑。
由于电动跑步机上的电子辅助装备功能非常多，锻炼者可体验不同的跑步环境，如平地跑、变速跑等，个人可以根据自己的锻炼目的进行锻炼。
一种基于单片机的发电跑步机系统设计
使用单片机和其他专业知识完成如下内容： ①完成相关软硬件设计。 ②实现所设计的功能。 ③按学校要求的格式撰写、装订论文。 ④完成开题、中期报告及答辩，论文答辩。
时间 进度
2016.12.5 至 2017.1.5 查阅资料，完成《开题报告》的撰写并上传至毕设 管理系统； 2017.1.5 至 2017.4.24 进行算法研究和程序设计； 2017.4.25 至 2017.6.1 完成软件调试和毕设论文撰写； 2017.6.1 至 2017.6.10 毕设答辩。
1.1 课题研究背景.................................................................................................. 1 1.2 课题研究现状.................................................................................................. 1
本人深知本声明书的法律责任，违规后果由本人承担。
论文作者签名：
日期： 年 月 日
西安邮电大学本科毕业设计(论文)选题审批表
申 报 人 罗祖军 职 称 教授 学 院
自动化
题目名称
一种基于单片机的发电跑步机系统设计
题目来源 题目类型 题目性质
科研
硬件
设计
√
应用研究
软件 设计
√
教学 论文
现状................................................................................... 1 1.2.2 设计研究方向....................................................................................... 3 1.3 课题研究内容.................................................................................................. 3
多功能自动跑步机设计
摘要跑步机是家庭及健身房常备的器材，而且是当今家庭健身器材中最简单的一种，是家庭健身器的最佳选择。
专家们相信未来跑步机市场将以高价位产品为主导。
低价位产品销售也不错，近几年价格已有上升趋势。
注重生活时尚的消费者认为跑步机价格在1000美元以上是理所当然的事。
这些迹象表明，未来跑步机仍会持续增长。
此次设计的任务为学习相关三维软件并使用软件进行电动跑步机机械部分的零件建摸，结构设计，产品的装配，设计过程中使用了三维实体软件SOLIDWORKS进行了零件的实体建模，和总体结构的设计。
设计包括支架，基架，滚筒，跑步板，跑步带等，设计中参考了国内外各品牌结构和样式，对传动机构进行了精确计算，而且设计中重点突出了减震系统的重要性和跑步板防静电的功能性，设计更为人性化，使跑步者能感受到跑步机的力量。
由于跑步机的特殊性，安全问题更值关注，如何正确使用跑步机，和跑步机的保养同样重要。
关键词总体结构，传动机构，减震系统，跑步板，跑步机目录摘要 (I)第 1 章绪论 (1)第 2 章总体方案设计 (2)2.1 基本功能 (2)2.2 构造设计 (2)2.3 功能原理的确定 (3)第 3 章电动机类型与参数的选择 (5)3.1 类型功率选择 (5)3.2 技术参数 (5)第 4 章传动机构设计 (7)4.1 设计步骤及参数选择 (7)4.2 多楔带带轮结构和尺寸选择 (10)4.3 带传动的张紧装置的选择 (11)第 5 章外型结构设计 (12)5.1 基架的设计 (12)5.2 支架的设计 (13)5.3 前后罩 (15)第 6 章前后滚筒 (16)6.1 轴承的计算 (16)6.2 轴结构的设计 (16)6.3 强度计算 (17)6.4 滚筒要求 (18)第 7 章跑步版及跑步带设计 (20)7.1 跑步版 (20)7.2 跑步带 (20)7.3 跑带调整：两个螺栓调整法 (21)7.4 跑台润滑油的填加 (22)第 8 章避震系统的设计 (23)第 9 章多功能设计 (24)9.1 扭腰盘设计 (24)9.2 连接结构设计 (24)9.3 旋转结构设计 (24)9.4 仰卧起坐架的设计 (25)总结 (26)参考文献 (27)致谢 (28)第 1 章绪论跑步是目前国际流行并被医学界和体育界给予高度评价的有氧健身运动，是保持一个人身心健康最有效、最科学的健身方式，也越来越受到大家喜爱。
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沈阳工业大学数电课程设计论文
题目：跑步机电路设计
学院：
专业班级：
学生姓名：
指导教师：
目录
1.课程任务 (3)
2.设计要求 (3)
3.实验目标 (3)
4.方案论证 (3)
5.选件 (4)
6.实验原理 (5)
(1)脉冲产生电路 (5)
（2）分频电路 (6)
（3）计数器电路 (7)
（4）译码显示电路 (9)
7．调试过程 (10)
8.课程问题和建议 (12)
9.参考文献 (13)
1.课程任务：跑步机电路设计
2.设计要求：
（1）该跑步机电路有清零功能，有计时功能，
有暂停键，可以显示。
（2）有两个档位开关，分别为一步一秒、一
步两秒。
（3）档位开关打开同时，开始计时。
计时显
示最高为1′59″。
（4）步数累计显示。
3.实验目标：根据设计要求，作出相关设计原理图，
并选择器件连接电路。
4.方案论证：脉冲电路产生的秒脉冲驱动计数器进
行计数，产生BCD码驱动译码器译码，产生的译
码通过数码管进行显示，电路的清零与暂停将通
过计数器的特性进行设计。
总体框图1
总体框图2
5.选件
电路板一个，USB接口一个，芯片555一个，74LS74一个，74LS160六个，74LS48六个，74LS20一个，74LS04一个，74LS08一个，数码管6个，自锁开
关2个，单刀双掷开关2个，300Ω电阻42个，24KΩ电阻2个，10uF电容一个，10nF电容一个，导线若干。
6.实验原理
总电路图：
（1）脉冲产生电路
图为由555定时器外接电阻、电容组成的多谐振荡器。
电源Vcc 经电阻R1、R2向电容C1、C2充电。
当电容C1上的电压上升到电路的上线阈值电压2Vcc/3时，电压比较器C1输出高电平，使电路的输出端u0为低电平，这时电路内部的放电开关导通，使电容C1经电阻R2通过放点端放点。
当电容电压下降到触发电压Vcc/3时，使得电路内部的电压比较器C2输出高电平，从而定时器输出u0由“低”变“高”，并使放电开关断开。
重复上述过程，电路产生振荡。
由题意可知，步速为1秒1步和1秒2步，因此需产生2Hz振荡频率，再由74LS74分频得到1Hz 频率。
由图上数据得振荡频率为
f=1.44/（（R1+2R2）·C1）=1.44/（24+2·24）·103·10·10−6=2Hz （2）分频电路
利用74LS74实现对来自555定时器输出的振荡频率进行分频，触发器的状态只取决于时钟到来前D端的状态。
其功能表如下
通过74LS74将来自555定时器的振荡频率2Hz分成1Hz，其中1Hz作计时电路的脉冲，1Hz和2Hz作计步数电路的脉冲。
（3）计数器电路
①计时电路
74LS160的功能表
将三片74LS160采用整体置数法，用并行进位方式接法接成千进制计数器，然后将电路的59状态通过74LS20译码产生LD’=0信号，同时加到前两片74LS160上。
并且将该信号通过74LS04加到第三片74LS160的进位端.在下一个计数脉冲（第60个输入脉冲）到达时，将0000同时置入三片74LS160中，由前两片74LS160得到六十进制计数器，第三片74LS160进位。
进位信号由74LS20的输出端引出。
在555定时器的输出端与74LS74的输入端之间接一自锁开
关，断开该开关，由于无脉冲提供给电路，74LS160为保持的
工作状态，因而可实现电路的暂停功能。
在所有74LS160的R′D端与高电平之间接一自锁开关，根据74LS160功能表可知，R′D端为零时，74LS160为置零的工作状
态，因而可实现电路的置零功能。
将电路的1′59″状态通过74LS08和74LS20译码产生低电平信号，将该信号加到555定时器的R′D端。
当数码管显示为
1′59″时，产生的低电平使555定时器的输出端产生低电平，即无脉冲产生，这样电路在1′59″时为保持的工作状态。
②计步数电路
将555定时器与74LS74产生的2Hz、1Hz脉冲通过一单刀双掷开关与三片74LS160连接起来，这样该开关可控制步速。
将三片74LS160采用整体置数法，用并行进位方式接法接成千进制计数器。
（4）译码显示电路
译码显示电路采用的是静态连接方式，即每一个译码驱动器和一个LED数码管连接，它是由74LS48共阴极译码
驱动器和共阴极数码管组成的。
74LS48可以直接驱动共阴
极数码管。
使用时不必再接负载电阻。
当A3、A2、A1、A0
输入为0000~1001时数码管显示十进制数码0~9.由于数码
管每笔段的正向电压仅为2V，为了不使译码器输出的高电
平电压值拉下太多，常在中间接一只几百欧姆的限流电阻。
本设计接的是300Ω的电阻。
7.调试过程
一、察看外观质量
1、察看电路板是否有明显的裂痕、短路、开路或裸露铜
线等现象。
2、察看元器件是否有错装、漏装、错联和歪斜松动等现
象。
3、察看焊点是否有漏焊、虚焊、毛刺、挂锡等缺陷。
二电路板电源模块的调试
1、先用万用表测量一下电路板电源和地之间是否短路。
2、上电时可用带限流功能的可调稳压电源。
先预设好过流保护的电流，然后将电压值慢慢往上调，同时监测输出电流和输出电压。
3、如果往上调的过程中，没有出现过流保护等问题，且输出电压也达到了正常，则说明电源部分正常。
4、如果往上调的过程中，出现过流保护，则要断开电源，寻找故障点，并重复上述步骤，直到电源正常为止。
三电路板功能模块的调试
1、功能模块上电过程的调试：每个功能模块，都要上电测试一下，也要按照电源模块调试的步骤进行，以避免因为设计错误和安装错误而导致过流烧坏元器件。
2、确定功能模块故障的办法：
⑴测量电压法。
先要确认的是各芯片电源引脚的电压是否正常，再检查各参考电压是否正常，还要测试主要功能点的电压是否正常等。
⑵信号注入法。
将信号源加至输入端，依次测量各点的电压或波形，判断是否正常，以找到故障点。
⑶其它方法，看、听、闻、摸等。
“看”就是看元件有无明显的表面异常或机械损坏；“听”就是听工作声音是否正常；“闻”就是检查是否有异味；“摸”就是用手去试探器件
的温度是否正常。
四、电路调试的步骤：
1、上电观察：
上电后不要急于测量电气指标，要观察电路有无冒烟、打火等现象，听听有无异常杂音，闻闻有无异常气味，用手触
摸集成电路有无温度过高现象。
如有异常现象，立即关断电源，
排除故障后再上电。
2、静态调试：
静态调试一般是指在正常是上电后不加输入信号，或只加固定的电平信号的条件下所进行的直流测试，用万用表测
出电路中各点的电位，通过和理论估算值比较，结合电路原理
的分析，判断电路直流工作状态是否正常，及时发现电路中已
损坏或处于临界工作状态的元器件，使电路直流工作状态符合
设计要求。
3、动态调试：
动态调试是在静态调试的基础上进行的，在电路的输入端加入合适的信号，按信号的流向，顺序检测各测试点的输出信
号，若发现不正常现象，应分析其原因，并排除故障，再进行
调试，直到满足要求。
8.课程问题和建议
电路板在进行暂停、换挡的操作时容易发生跳变。
控制74LS160的EP端的输入电平的高低并不能解决暂停问题。
焊导
线时在密集的地方易虚焊。
建议：用控制555定时器输出脉冲的通断来代替控制74LS160EP端的输入电平的高低来解决电路暂停问题。
尽量用吸得到先来焊电路板。
9.参考文献
数字电子技术基础（第五版）阎石主编
电子技术实验教程赵立民主编。