开关电源拓扑计算公式

合集下载

第3章-1开关电源拓扑及控制模式

on
DT
和
Vd VO V t on O t off L L toff (1 D ) T
பைடு நூலகம்
，可得
VO D Vd
因此，Buck电路输出电压平均值与占空比D 成正比，D从0变到1，输出电压从0变化,且输出电压最大值不超过输入电压。
第3章开关电源拓扑及控制模式 • 电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压。假设负载电流io的脉动量很小而可以忽略，则 iC i L iO ，即电感的峰峰脉动电流 I L 即为电容C 充放电电流 iC i L。电容充电电荷量即电流曲线与横轴所围的面积：
node 10
第3章开关电源拓扑及控制模式
开关管电压电感电流输入电流二极管电流电容电流负载电压
第3章开关电源拓扑及控制模式
Buck变换器的元器件参数选择
Lf
RLd + Uo _
Q Ui
D
Cf
已知条件：输入电压Ui(变化范围) 输出电压Uo 输出电流Io 输出电压稳定精度输出电压纹波
Vd VO V ton O t 'off L L
O
Vd

on
ton t off
'

on
ton
T

t off
'

D D'
T
•
' D D 1 电感电流连续时，
，电感电流断续
时，D D ' 1 。变换器输出电流等于电感电流平均值：
2 Vd 1 1 1 D ' I L Q iL ton t off 1 Vd 2 fL VO T T 2

开关电源拓扑结构。

D1

NU o NU o Ui
N是变压器的变压比
Uo

Up Ni
iL

iL1 N
Hale Waihona Puke I L max N
2Io N

2U o NR
Ui D1Ts NL
i L1

Ui D1Ts L
L Ui D1Ts R 2U o
Flyback变换器的优缺点比较
优点： 1、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求，并可通过调节占空比D1的大小升压或降压。 2、输出功率为20~100w，可以同时输出不同的电压且有较好的电压调整率。不需接输出滤波电感，使反激变换器成本降低，体积减小。缺点： 1、输出的纹波电压较大，外特性差，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。适用于相对固定的负载。 2、与其他隔离变换器相比效率较低。
K由接通突然转为关断瞬间，流过变压器初级线圈的电流i1突然为0，由于磁通不能突变，因此，在K关断的Toff期间，变压器铁心中的磁通主要由 N2线圈回路中的电流来维持,N2中产生反激电流，流过D向电容C和负载R供电。
开关管导通时等效电路
开关管关断时等效电路
Buck-Boost拓扑结构简介
反激式变压器开关电源的工作情况同BUCK-BOOST拓扑极为相似。
另两种电感电流模式的介绍
CCM模式 D1+D2=1
DCM模式 D1+D2<1
Uo D1 Ui (D1 D2 )
二、Boost拓扑结构——升压式变换电路（非隔离）
Boost变换器：也称升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器。该稳压电路元器件与前面讲的Buck变换电路一样，只是摆放位置不同，由此导致其功能也不同。

开关电源学习笔记(含推导公式)

《开关电源》笔记三种基础拓扑（buckboostbuck-boost ）的电路基础：1，电感的电压公式V L dI＝L I，推出 I ＝V × T/Ldt T 2，sw 闭合时，电感通电电压 VON ，闭合时间tONsw 关断时，电感电压 VOFF ，关断时间 tOFF3，功率变换器稳定工作的条件：ION ＝ I OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。

那么由 1，2的公式可知，V ON＝L × ION/ tON ，VOFF ＝L ×ΔIOFF/ tOFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝tON/T ＝tON/（tON ＋tOFF ）→tON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f电流纹波率r P5152r ＝I/IL ＝2IAC/IDC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值I ＝Et/L μHEt ＝V × T （时间为微秒）为伏微秒数， L μH 为微亨电感，单位便于计算r ＝Et/（IL ×L μH ）→IL ×L μH ＝Et/r →L μH ＝Et/（r*IL ）都是由电感的电压公式推导出来r 选值一般 0.4比较合适，具体见P53 电流纹波率r ＝ I/IL ＝2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC ＝IDC ，此时r ＝2 见P51r ＝I/IL ＝VON ×D/LfI L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/LfI L →L ＝V ON ×D/rfI L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rfI L ＝V ON ×D/rfI L设置r 应注意几个方面：A,I PK ＝（1＋r/2）×IL ≤开关管的最小电流，此时 r 的值小于0.4 ，造成电感体积很大。

开关电源设计中最常用的几大计算公式汇总

开关电源设计中最常用的几大计算公式汇总在开关电源设计中，有几个常用的计算公式可以帮助工程师进行准确的设计，以下是几个常用的计算公式的汇总：1.电容选择计算公式：开关电源中的电容主要用于滤波和储能，电容的选择需要考虑到输出的纹波电压、负载变化和效率等因素。

常见的电容选择公式如下：C=(ΔV×I)/(f×δV)其中，C是所需的电容容值，ΔV是允许的输出纹波电压，I是负载电流，f是开关频率，δV是峰值纹波电压。

2.电感选择计算公式：电感主要用于存储能量和滤波，选择适当的电感能够提高开关电源的效率。

电感选择的计算公式如下：L = ((Vin - Vout) × D × τ) / (Vout × Iout)其中，L是所需的电感值，Vin是输入电压，Vout是输出电压，D是占空比，τ是瞬态时间，Iout是负载电流。

3.开关频率计算公式：开关频率是开关电源设计中重要的参数，可以影响到效率、尺寸和成本等因素。

开关频率的计算公式如下：f = (Vin - Vout) / (Vout × L × Iout)其中，f是所需的开关频率，Vin是输入电压，Vout是输出电压，L是选择的电感值，Iout是负载电流。

4.整流二极管选择计算公式：整流二极管用于将开关电源的交流输出转换为直流输出，选择适当的整流二极管可以减少功耗和散热。

整流二极管选择的计算公式如下：Iavg = (Iout × η) / (1 - η)其中，Iavg是整流二极管的平均电流，Iout是负载电流，η是开关电源的效率。

5.功率开关管选择计算公式：功率开关管主要用于开关转换和功率调节，选择适当的功率开关管可以提高效率和可靠性。

功率开关管选择的计算公式如下：Pd = (Vin - Vout) × Iout / η - Vout × Iout其中，Pd是功率开关管的功耗，Vin是输入电压，Vout是输出电压，Iout是负载电流，η是开关电源的效率。

开关电源经典公式

开关电源中的公式1，电感的电压公式dt dI LV =＝TI L ∆∆，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2，电感存储的能量用峰值电流计算21×L ×I 2PK3，H ＝B/μ→B ＝μH ，μ是材料的磁导率。

空气磁导率μ0=4π×10-7H/m 也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。

单位A/m4，磁通量：通过一个表面上B 的总量 Φ＝⎰∙SB ds ，如果B 是常数，则Φ＝BA ，A 是表面积。

单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 25，安培环路定律，矢量H 沿闭合曲线积分，等于包围此曲线的电流代数总和∑⎰=I dl H ，电流和电磁场的方向符合右手螺旋定则。

6，电磁感应定律，法拉第定律和楞次定律的合称：N 匝线圈的感应电动势e ＝－N t∆∆φ，电感线圈可以近似表示为e=-tNBA∆,A 为线圈面积。

线圈感应电流产生的磁通总是阻止外加磁场的变化，保持原磁场。

7，电感的自感：总磁通Ψ＝N Φ，与电流i 成正比，Ψ＝Li ＝N Φ，L ＝i N φ，e ＝－N t∆∆φ，所以，e ＝－ti L ∆∆＝-L dt di。

自感总是阻止电流的变化，保持线圈的磁通不变。

一匝线圈的感应电动势为-t ∆∆φ，N 匝线圈为－N t∆∆φ，所以总磁通或磁链Ψ＝N Φ8，电感储能：W ＝⎰t uidt 0＝⎰t idt dt Ldi 0＝⎰iLidi 0＝21Li 2 9，磁芯储能。

如右图 1-9N 匝磁环，磁导率为μ，内外径分别为d 和D ，内外径之比接近1，磁路的平均长度l ＝∏*（ D+d ）/2，磁环截面积为A ，均匀磁环。

加电压u感应电压e ＝-u ＝N t ∆∆φ＝NA dtdB由安培环路定律∑⎰=I dl H 得，H l ＝Ni ，i ＝NHl输入到磁场的能量为We ＝⎰t uidt 0＝⎰t dt NHldt NAdB 0*We ＝⎰BHlAdB 0＝V ⎰BHdB 0，式中B 为最终达到的最大值，V ＝A l 为磁环体积。

12种开关电源拓扑及计算公式

Vds = Vin
二极管电流
Id1 = Iout × D
二极管反向电压
Vd1 = Vout + Vin ×
Ns Np
8、ACTIVE CLAMP FORWARD 电路
输入输出电压关系
Vout Ns Ton Ns = × = ×D Vin Np T Np
开关管电流
Iq1(max) =
Ns × Iout Np
1 ) 1− D
开关管电压
Vds = Vin × (
二极管电流
Id1 = Iout × D
二极管反向电压
Vd1 = Vout + Vin ×
Ns 1 × Np 1 − D
9、HALF BRIDGE 电路输入输出电压关系
Vout Ns Ton Ns = × = ×D Vin Np T Np
开关管电流
2、BOOST 电路输入输出电压关系
Vd1 = Vin
Vout T 1 = = Vin T − Ton 1 − D Iq1(max) = Iout × (
开关管电流
1 ) 1− D
开关管电压
Vds = Vout
Id1 = Iout
二极管电流
二极管反向电压
Vd1 = Vout
3、BUCK BOOST 电路
输入输出电压关系
5、FLYBACK 电路
Vout T × Vout =D Vin 2 × Iout × Lp
开关管电流
Iq1(max) =
Vin × Ton ) Lp
开关管电压
Vds = Vin + Vout ×
Np Ns
二极管电流
Id1 = Iout
二极管反向电压

最全开关电源相关计算

最全开关电源相关计算开关电源是一种将不稳定的电压转换成稳定的输出电压的电源装置。

它采用了开关管（通常是MOS管）的开关动作，通过时序控制产生一个高速的开关电压，然后通过电感和电容进行滤波以得到稳定的输出电压。

开关电源的效率高、体积小、重量轻且可靠性强，因此在现代电子设备中得到广泛应用。

在设计和计算开关电源时，一般需要考虑以下几个方面：1.输入功率计算：输入功率（Pin）是指从交流电源输入到开关电源的实际功率，可以通过以下公式计算：Pin = Vac × Iac × Power Factor其中，Vac是交流电源的电压值，Iac是交流电源的电流值，Power Factor是功率因素。

2.输出功率计算：输出功率（Pout）是指开关电源输出的电功率，可以通过以下公式计算：Pout = Vout × Iout其中，Vout是开关电源的输出电压值，Iout是开关电源的输出电流值。

3.开关电源的效率计算：效率（η）是指开关电源输出功率与输入功率之间的比率，可以通过以下公式计算：η = Pout / Pin × 100%4.输出电压波动计算：输出电压波动（Vripple）是指开关电源输出电压的纹波（波动），可以通过以下公式计算：Vripple = (ΔI × DT) / (2 × C)其中，ΔI是输出电流的波动值，DT是开关频率下通导时间的百分比，C是输出电容值。

5.电感电流峰值计算：电感电流峰值（Ipeak）是指开关电源输出电感上的最大电流值，可以通过以下公式计算：Ipeak = Iout + (ΔI / 2)其中，Iout是开关电源的输出电流值，ΔI是输出电流的波动值。

6.输出电容计算：输出电容（Cout）是为了减小输出电压波动而加入的电容，可以通过以下公式计算：Co ut = (ΔI × DT) / (2 × Vripple)其中，ΔI是输出电流的波动值，DT是开关频率下通导时间的百分比，Vripple是允许的输出电压波动值。

电源基本三种基本拓扑

Buck电路1：电容的输入输出平均电流为0，在整个周期内电感平均电流＝负载平均电流，所以有：I L＝I o2：二极管只在sw关断时流过电流，所以I D＝I L×（1－D）3：则平均开关电流I sw＝I L×D4：由基尔霍夫电压定律知：Sw导通时：V IN＝V ON＋V O＋V SW→V ON＝V IN－V O－V SW假设V SW相比足够小≈V IN－V OV O＝V IN－V ON－V SW≈V IN－V ON Sw关断时：V OFF＝V O＋V D →V O＝V OFF－V D假设V D相比足够小≈V OFF(等效于电感电压) 5：由占空比可得: D＝t ON/（t ON＋t OFF）＝V OFF/（V OFF＋V ON）由4可得：D＝V O/{（V IN－V O）＋V O}D＝V O/ V IN6：直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC≡I L＝I o7：纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN（1－D）D/ 2Lf＝V O（1－D）/2Lf8：由电感的电压公式，伏秒数，占空比及5可得ΔI ＝V ON×t ON/L＝（V IN－V O）×D / Lf＝（V IN－DV IN）×D / Lf＝V IN（1－D）D / LfΔI/ t ON＝V ON/L＝（V IN－V O）/LΔI＝V OFF×t OFF/L＝V O T（1－D）/L＝V O（1－D）/LfΔI/ t OFF＝V OFF/L＝V O/L电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r ＝2 见P51r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝(V IN－V O)×D/Lf I L＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L＝V O×（1－D）/Lf I L9: 峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L10：峰值电流I PK＝I DC＋I AC ＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O最恶劣输入电压的确定：V O、I o不变，V IN对I PK的影响：D＝V O/ V IN V IN增加↑→D↓→ΔI↑, I DC＝I O,不变，所以I PK↑要在V IN最大输入电压时设计buck电路p49-51例题：变压器的电压输入范围是15-20v，输出电压为5v，最大输出电流是5A。

开关电源设计计算公式

2Io
2*1
7、计算出初级峰值电流：
3.8A
8、计算出初级电感量取 f=60KHz：2*Lp*Ippk*f=Po/ η
Lp=1.50*10 (H)
9、计算出初级匝数取: ΔB=0.29T
Ae=33.4mm
2
-3
Lp*Ippk=ΔB*Ae*Np
1500*0.55=0.29*33.4*Np
Np=85Ts 故82Ts
客户编号样品单编号输入电压电流日期
12V1A 变压器计算方法
1、输入电压 85Vac，经桥式整流后的电压：
120Vdc-20Vdc=100Vdc
85Vac* 2 =120Vdc 2、取反射电压(含漏感电压)： V r = 9 0 V d c m a x
3、根据磁平衡原理计算出占空比 D：
100D=90(1-D) D=0.474
由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的 Dmax,也就是 Dmax<0.5,在实际应用中通常取 Dmax = 0.4,以限制 Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管 Tr on 时的集电极工作电流 Ie,也就是原边峰值电流 Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因 IL = Io, 故当 Io 一定时,匝比 n 的大小即决定了 Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs 而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt 设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则 Po 又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax 上列公式中 : VIN : 最小直流输入电压 (V) Dmax : 最大导通占空比 Lp : 变压器初级电感 (mH) Ip : 变压器原边峰值电流 (A) f : 转换频率 (KHZ) 工作方式反激式变压器一般工作于两种工作方式 : 1. 电感电流不连续模式 DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton 时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端. 2. 电感电流连续模式 CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在 toff 末保留到下一个 ton 周期的开始. DCM 和 CCM 在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图 3.实际上,当变换器输入电压 VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL 在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在 DCM / CCM 都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以 DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制 PWM.此法可有效解决 DCM 时之各种问题,但在 CCM 时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决 CCM 时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定. DCM 和 CCM 在小信号传递函数方面是极不相同的. 图 3 DCM / CCM 原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压 VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL 在较大范围内变化时, 必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在 DCM / CCM 都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以 DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制 PWM.此法可有效解决 DCM 时之各种问题,但在 CCM 时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决 CCM 时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定. 在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在 ton 时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和. 因此, ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns 即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值. 比较图 3 中 DCM 与 CCM 之电流波形可以知道:DCM 状态下在 Tr ton 期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值 Lp 相对较低之故,使 Ip 急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载

开关电源(SMPS)的拓扑结构(第一部分)

MOSFET 能够以任一方向进行导通；这意味着如果电感中的电流由于负载较轻到零时，同步 MOSFET 应被立即关断。否则，因为输出 LC 谐振的原因，电感电流的方向将反向（在达到零后 )。在这一场景下，同步 MOSFET 作为输出电容的负载并因其导通电阻 RDSON 而耗能，从而导致断续运行（在一个开关周期内电感电
前馈控制
在降压转换器中，输入电压变化在电压输出端产生的影响通常可通过输入电压前馈控制降到最低。与模拟控制方式相比，使用具有输入电压检测功能的数字信号控制器能轻易实现前馈控制。在前馈控制方法中，数字信号控制器一旦检测到输入电压的变化，在输入变化对输出参数造成实际影响之前就将开始采取自适应措施进行相应的处理。
AN1114
开关电源（SMPS）的拓扑结构（第一部分）
作者： Mohammad Kamil Microchip Technology Inc.
简介
工业驱动向更小、更轻和更高效的电子设备的发展趋势促进了开关电源（Switch Mode Power Supply， SMPS）的发展。通常可采用几种不同的拓扑结构实现 SMPS。
DS01114A_CN 第 2 页
2008 Microchip Technology Inc.
图 2：
(A)
降压转换器 IIN
Q1 VIN
D1
L
+ IL -
IOUT VOUT
AN1114
(B) Q1GATE
t
(C)
VL
VIN - VOUT
t
-VOUT
(VIN - VOUT)/L
(D)
IIN
t
-VOUT/L IL2
输入和输出电容的设计取决于每一个转换器的开关频率乘以并联转换器的个数。从输出电容的角度来看纹波电流减少 “n”倍。与图 2 （D）中所示的单一转换器相比，多相同步降压转换器汲取的输入电流是连续的且纹波较少，如图 3 （E）所示。因此，对于多相同步降压转换器来说，较小的输入电容能满足设计要求。

开关电源容量计算公式

开关电源容量计算公式开关电源是一种常见的电源供应器件，其容量计算可以通过以下公式进行：P_out = η * Ρ_in其中P_out 是开关电源的输出功率，单位为瓦特（W）；η是开关电源的效率，表示输入功率与输出功率之间的比率；P_in 是开关电源的输入功率，单位也为瓦特（W）。

一般来说，开关电源的容量与其输出功率成正比，因此容量计算的关键是确定输出功率。

常用的电流、电压和功率之间的关系可以通过以下公式表示：P=I*V其中P是功率，单位为瓦特（W）；I是电流，单位为安培（A）；V是电压，单位为伏特（V）。

根据这个公式，我们可以得出：V_out * I_out = η * V_in * I_in其中V_out 是开关电源的输出电压，单位为伏特（V）；I_out 是开关电源的输出电流，单位为安培（A）；V_in 是开关电源的输入电压，单位为伏特（V）；I_in 是开关电源的输入电流，单位为安培（A）。

根据这个公式，我们可以推导出开关电源的输出功率公式：P_out = η * P_in其中P_out 是开关电源的输出功率，单位为瓦特（W）；P_in 是开关电源的输入功率，单位也为瓦特（W）。

根据实际的电源输入情况，可以计算出输入功率 P_in，然后乘以效率η，即可确定开关电源的容量 P_out。

需要注意的是，在计算开关电源容量时，还需要考虑到负载功率的因素。

负载功率是指电源供应的设备或电路所需的功率。

如果负载功率超过了开关电源的容量，可能会导致电源的过载或失效。

综上所述，开关电源容量的计算公式为：P_out = η * P_in通过确定输入功率 P_in 和效率η，可以计算出开关电源的容量P_out。

但要注意负载功率的影响，确保电源容量能够满足负载需求。

开关电源的经验公式

FLYBACK SWITCHING POWER SUPPLY各主要元件設計參考值1.洩放電阻的計算:經驗公式: R=T/2.21C時間T取1S, C為CX電容容量的總和(單位:uF)則24V/1.25A此MODEL的洩放電阻R為(因CX1=0.33uF)R=1/2.21*0.33 ≒1.37MΩ,取近似值1.5MΩ, R1,R2串聯750KΩ;所以R1,R2各取750KΩ2.S側整流二極體的計算:A:正向截止電壓額定值經驗公式: V d=1.2V InMax(N s/N p)則24V/1.25A在此MODEL下的整流二極體正向截止電壓的額定值為V d=1.2*264*1.414(16/60)≒120V 取值為200VB:最小峰值正向電流值經驗公式: I fm=2I out/(1-δmax)則24V/1.25A在此MODEL下的整流二極體最小峰值正向電流值為 I fm=2*1.25/(1-0.47)≒4.7A 取值為10A所以D4取BYQ28E 200 (10A/200V)3.功率晶體管的計算:A:MOS管V dss電壓值經驗公式: V cemax=V InMax/(1-δMax)則24V/1.25A在此MODEL下的MOS體管DS電壓值為V dssMax=370/(1-0.2)≒460V 取值為600VA:MOS管I d電流值經驗公式: I d=2P out/(ηV InδMax)I d=2*30/(0.8*107*0.4)≒1.75A 取值為5.1A所以MOS管Q2取值為SSS10N60A (5.1A/600V)4.P側輸入電解電容的計算:經驗公式: C=2P out則24V/1.25A此MODEL的電解電容C3容量為C=2*30=60uF 取經驗值為56uF/400V所以電容C3取值為56uF/400V5.整流橋的計算:經驗公式: I0=P out/(ηVin min PF)則24V/1.25A此MODEL的整流橋為I0=30/(0.8*90*0.6)≒0.69A 取經驗值為1A所以整流橋D5,D6,D7,D8均取為1N4007 (1A/1000V)6.變壓器參數的計算:為計算參數的方便,假設變壓器工作在不連續模式, 再通過調整初級電电感量,來確定其工作模式.(1). 基本參數的確定工作頻率 f=55KHz V In=100V(90~264V AC)D Max=0.48 △B=0.18 TV2Min=V F+V L+V O=0.8+0.2+24=25V 電流密度 J=4A/mm2(2). 磁芯選取經驗公式: A E=0.15P O1/2=0.15*301/2=0.82cm2取EI28磁芯 A E=86mm2(3). 參數計算N=V2Min(1-D Max)/(V In*D Max)=25(1-0.48)/(100*0.48)=0.2708I PK=2P0/(V In D Maxη)=2*30/(100*0.48*0.85)=1.47AL P=V In D Max/(I PK f)=100*0.48/(1.47*55*103)=0.6mHN S＞N*I PK*L P/(△B*A E)=0.2708*1.47*0.6*10-3/(0.18*86*106)=15.4 T S取N S=16T SN P=N S/N=16/0.2708=59.08取N P=60T SN F=V F N S/V2Min=18*16/25=11.5 T S (SG6840 AUX電源V F=18V)取N F=12T S(4). 線徑計算I PK RMS=I PK(D Max/3)1/2=1.47(0.48/3)1/2=0.59AΦN P=(I PK RMS/Jπ)1/2*2=(0.59/4*3.14)1/2*2=0.43mm取ΦN P=0.45mmΦN S=(I0/Jπ)1/2*2=(1.25/4*3.14)1/2*2=0.63mm取ΦN S=0.65mm取ΦN F = 0.35mm以上計算所得參數需經驗證,以確保窗口面積是否合適,可適當調整.為讓系統在整個電壓範圍內工作穩定,效率最高,電感量需作进一步调整,使其在整个电压范围内,两种工作模式(连续模式﹑不连续模式)都有跑到.最终电感量调整在1.25mH.。

开关电源拓扑结构详述

Vout =
1
Vin
Vin
Buck-Boost 降压-升压
Vout Load 负载 (R)
Another arrangement of the inductor, switch and diode. 电感、开关和二极管的另一种安排方法。 Combines negative characteristics of both the buck and the boost. 结合了降压和升压电路的缺点。 – Input current is discontinuous (chopped). 输入电流不连续 (斩波)。 – Output current is also discontinuous (chopped). 输出电流也不连续 (斩波)。 Output is always inverted from the input (note capacitor polarity), but can be of less or greater magnitude. 输出总是与输入反向 (注意电容的极性)，但是幅度可以小于或大于输入。 The “flyback” converter is actually an isolated (transformer coupled) version of the buck-boost. “反激”变换器实际是降压-升压电路隔离（变压器耦合）形式。
Vin
Two-Transistor Forward 双晶体管正激
Vout Load (R)
负载
Vout =
D n
Vin
The two switches operate simultaneously. 两个开关同时工作。 When they turn off, the energy stored in the transformer reverses the polarity of the primary, causing the diodes to conduct. 开关断开时，存储在变压器中的能量使初级的极性反向，使二极管导通。 Major advantages: 主要优点： – The voltage on each switch never exceeds the input voltage. 每个开关上的电压永远不会超过输入电压。 – No reset winding is needed. 无需对绕组磁道复位。

12种开关电源拓扑及计算公式

输入输出电压关系D TTonVin Vout ==开关管电流IoutIq =(max)1开关管电压VinVds =二极管电流)1(1D Iout Id −×=二极管反向电压VinVd =12、BOOST 电路输入输出电压关系D Ton T T Vin Vout −=−=11开关管电流11((max)1DIout Iq −×=开关管电压Vout Vds =二极管电流IoutId =1二极管反向电压VoutVd =13、BUCK BOOST 电路输入输出电压关系D DTon T Ton Vin Vout −=−=1开关管电流11((max)1DIout Iq −×=开关管电压VoutVin Vds −=二极管电流IoutId =1二极管反向电压VoutVin Vd −=1大比特压器论坛 p ://b b .b i g -b i t .c o m输入输出电压关系DDVin Vout −=1开关管电流)1((max)1DD Iout Iq −×=开关管电压VoutVin Vds +=二极管电流IoutId =1二极管反向电压VinVout Vd +=15、FLYBACK 电路输入输出电压关系LpIout VoutT D Vin Vout ×××=2开关管电流(max)1LpTonVin Iq ×=开关管电压NsNp Vout Vin Vds ×+=二极管电流IoutId =1二极管反向电压NpNs Vin Vout Vd ×+=16、FORW ARD 电路输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流Iout NpNsIq ×=(max)1开关管电压VinVds ×=2二极管电流DIout Id ×=1大比特电子变压器论坛 ht t p ://b b s .b i g -b i t .c o m二极管反向电压NpNs Vin Vout Vd ×+=17、2SWITCH FORWARD 电路输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流Iout NpNsIq ×=(max)1开关管电压VinVds =二极管电流DIout Id ×=1二极管反向电压NpNs Vin Vout Vd ×+=18、ACTIVE CLAMP FORWARD 电路输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流Iout Np NsIq ×=(max)1开关管电压)11(DVin Vds −×=二极管电流DIout Id ×=1二极管反向电压DNp Ns Vin Vout Vd −××+=111变压器论坛 hp s .b i g -b i t .c o m输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流Iout NpNsIq ×=(max)1开关管电压VinVds =二极管电流)21(21D IoutD Iout Id −×+×=二极管反向电压21Vin Np Ns Vd ×=10、PUSH PULL 电路输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ××=××=22开关管电流Iout NpNsIq ×=(max)1开关管电压VinVds ×=2二极管电流)21(21D IoutD Iout Id −×+×=二极管反向电压NpNs Vin Vd ×=1大变压器论坛 ht t p :s .b i g -b i t .c o m输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ××=××=22开关管电流Iout NpNsIq ×=(max)1开关管电压VinVds =二极管电流)21(21D IoutD Iout Id −×+×=二极管反向电压NpNs Vin Vd ×=112、PHASE SHIFT ZVT输入输出电压关系D NpNsT Ton Np Ns Vin Vout ××=××=22开关管电流Iout NpNsIq ×=(max)1开关管电压Vin Vds =二极管电流Iout Id ×=211二极管反向电压NpNs Vin Vd ×=1大比特变压器论坛 ht t p ://b b s .b i g -b i t .c o m。

开关电源设计常用公式

B
-7
Tp*Vout Vout =D* Vin 2*Iout*Lp
dBuV=20Log Vnoise 1uV ZL=ωL=2∏FL 1 1 Zc= ωC = 2∏FC PF= 1 Watts cosθ = = Vrms*Irms V*A
B
√
UL=
N*dB*S dt
I
（此处L都是磁路长度）
N*S*dB=U*dt
C
di dΦ U*dt UL= L = N => L= di dt dt 1 Ψ2 (N*S*B) 2 2 WL = L*I = = 2 2L 2L 2 2 2 dΨ N*dΦ N*S*dB N *S*dB N *S*B N *S*B L= = = = = = dI dI dI N*dI H*L磁路长度 B *L 磁路长度 u N2*S*u 2 = = N *A L L磁路长度 AL= S*u L磁路长度 Ψ=N*Φ Φ=S*B B=H*u
V*dT=N*dB*Ae=di*L V:Vdc min, 初级大电容最小电压值 dT:T*Dmax, 最大导通时间 dB:磁通密度变化量 Ae:磁芯横截面积
D
初级绕组串联漏电感，对磁芯的选择
2
dΦ N*S*dB = di di N*S*dB N*S*dB = S*dB di= = L N 2 *AL N*A L L=
反激变换器初级电感计算式
Vo*Np*Toff Ton*Vin = Ns
(临界模式)
Lp=
Ro 2.5T
max ( Vin min*Ton ) Vo Ip=
2
( Vin min*Ton max ) =
2.5*T*Po max
B*S*S Lp 1 2 WL= Lp*dip 2 Pin WL= F Ns Vout*Toff = Np Vdc*Ton

开关电源拓扑

开关电源拓扑结构回顾Lloyd H·Dixon Jr前言本文回顾了在开关电源中常用的三种基本电路系列即降压变换电路、升压变换电路和反激（或升降压）电路的特性，这三种电路均可以工作于电感断流或续流模式下。

工作方式的选择对整体电路特性有很大的影响。

所使用的控制方式也能有助于减少与拓扑和工作模式相关的问题。

三种以恒频率工作的控制方法包括：直接占空比控制、电压前馈、和电流模式（双环）控制。

本文还论述了三个基本电路的一些扩展，以及每种拓扑、工作模式、组合控制方法的相对优点。

一、三种基本拓扑结构：三种基本的拓扑结构降压式，升压式，反激式如图1所示。

串联式变换器（CUK）是反激式拓扑的倒置（不宜翻译为逆变，因其意思为DC－AC的变换），不作论述。

这三种不同的开关电路使用了三种相同的元件：电感，晶体管（晶体管包括三极管及MOSFET）和二极管，但是使用了不同的安放方式，（输出电容是滤波元件，不是开关电路的一部分）。

理论上，还有另外三种由这三种元件组成的T型结构的电路，但这三种是前面三种电路的简单镜像和在相反方向的耦合能量。

有一条在任何运行模式和控制方式下都适用于上述三种电路拓扑的原则：在稳态运行下，在每个开关周期内，电感两端的平均电压必须为零，否则平均感应电流将会改变，违反稳态前提。

三种基本电路系列的每一个在输入和输出电压、电流、占空比之间都有一个确定的关系。

例如：降压调整器的功能是使输出电压V0小于输入电压V in，并和它V in有相同的极性。

升压电路的作用是使V0大于V in，并且有相同的极性。

反激拓扑电路的作用是使V0既可大于也可小于V in，但是两者极性相反。

二、断流工作模式：在电感电流断续方式下，或者说“断流模式”下，降压、升压和反激电路的动作方式是相似的，电感电流在每个开关周期的最后部分期间为零（因此不连续）。

在每个周期的开始部分，感应电流从零增加，从输入端得到储存能量。

在周期的第二部分，所有储存的能量通过负载泄放，从输入端汲取能量到输出端。

【史上最全--附下载】开关电源每个元器件计算细节，各种拓扑设计细节、认证测试注意细节、研发。。。

【史上最全--附下载】开关电源每个元器件计算细节，各种拓扑设计细节、认证测试注意细节、研发。

一．输入回路1.保险丝FUSEFUSE有1.MICRO FUSE 微型保险丝2. CERAMIC FUSE 陶瓷保险丝3. GLASS FUSE 玻璃管型保险丝4. SMD FUSE贴片型保险丝按熔断速度分为快熔型（FAST）慢熔型（SLOW）个人经验取值参考：1. Pin=Pout/Eff2. Vacmin=INPUT VOLTAGE取（AC电流值）Iac *2--- 3 倍值为FUSE值比较合适。

举例：ACin=90V—264V Pout=60WIac=(Pout/Eff)/Vacmin/PF= (60/0.8)/90/0.55=75/90/0.55=1.5A*2 =3A取 2.5A -3A/250V功率较大的，可以具实际情况减小125V FUSE只应用于低段电压，全范围电压用250V之FUSE。

倍压整流Iac=(Pout/Eff)/Vac/PFACINPUT:180VIac=(290/0.8)/180/0.6=3.36AACINPUT:90VIac=(290/0.8)/90/0.6=6.71A115V段在滤波前按90V算,之后可以按180V输入算.如变压器,MOS….等2. 热敏电阻热敏电阻电源主要用到NTC型的1.负温度系数NTC：电阻值随温度增加而减小2.正温度系数PTC：电阻值随温度增加而增加（学习电源知识请关注微信公众号：电源研发精英圈）输入电路的是抑制开机瞬间，防大电容开始充电时，呈现很低阻抗，产生大电流造成损坏。

当温度升高时，阻值变小，对电路的损耗很小。

取值：I =Pout/Eff/ACinmin/PF最少大于2倍电流值，在根据实际测试温度高低做调整。

可以根据实际经验和现有物料等取。

（学习电源知识请关注微信公众号：电源研发精英圈）经验：与FUSE的电流取值接近即可。

原文档：开关电源每个元器件计算细节，各种拓扑设计细节、认证测试注意细节、研发经验细节！.pdf下载方法：请看文章底部第一条留言3. 突波吸收器（压敏电阻 METAL OXIDE VARISTORS）电源常用三种：突波吸收器选取主要根据两点1. 电压值 –是运用在电路中该件的最大端电压，取最大端电压的110％-120％，低端常用241或271，高端电压常用471。

开关电源学习笔记(含推导公式)

《开关电源》笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式dtdILV =＝T I L ∆∆，推出ΔI ＝V ×ΔT/L2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间t OFF3，功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。

那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD→t OFF ＝（1－D ）/f电流纹波率r P51 52r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面：A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。

各类拓扑变压计算公式汇总

16
原边电流峰值 Ipmax
Ipmax = Ipmin+ΔIp
17
原边有效电流 Ip
Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]
18 原边电流直流分量 Ipdc
Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon
19 原边电流交流分量 Ipac
Ipac = √(Ip2- Ipdc2)
δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)
如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′
30
实际磁芯气隙 δ
如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp
否则
δ=δ′*Sg/Sc
31
穿透直径 ΔD
ΔD = 132.2/√f
32
开关管反压 Uceo
Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′
5
导通时间 Ton
Ton =θon /f
6
最小副边电流 Ismin
Ismin =[Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon/(4*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]
7
副边电流增量 ΔIs
ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/(2*Ls)
8
副边电流峰值 Ismax
Ismax = Ismin+ΔIs
副边电流增量 ΔIs
ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls
8
副边电流峰值 Ismax
Ismax = Ismin+ΔIs
9
副边有效电流 Is
Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]