理解功率MOSFET的开关损耗
讨论开关电源中MOSFER驱动电阻的功耗下图是最常用的
讨论开关电源中MOSFER 驱动电阻的功耗.下图是最常用的MOSFET 驱动：
目的是计算R1上所消耗的功率。
参考“AN799Matching MOSFET Drivers to MOSFETs “中计算MOSFET 驱动损耗的方法计算出MOSFET 的驱动损耗，也可查表得出MOSFET 管IRFS41N15的总电荷Q G =82nC(V GS =12V,V DS =120V).
按理说，VGS 通过R1对MOSFET 的输入电容充电，充电电荷量为Q G 。
则充电电流为 RCg
Q tr Q I G G ==
Tr 为电容充电时间，tr=RCg.Cg 为栅极等效电容，Cg=
G G V Q （这个不知道有没有问题） 以IRFS41N15D 为例： Cg=G
G V Q =82nC/12=6.83nF 则RCg
Q tr Q I G G === 3.6A(有点绕，其实就是I=V/R ，但是在理想情况下，实际情况tr 不是简单的等于RC ，应该还会乘一时间常数？)
如果前面推理正确的话，那么消耗在R1上的功率为：
P=I 2*R=42.77W ，很明显这是不合理的，因为实际中使用的是1206封装的电阻，最大功耗为250mW ，且工作正常。
请各位高手说明一下问题出在哪里？？？。
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
MOS设计选型的几个基本原则
建议初选之基本步骤：
1 电压应力
在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。
在此上的基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90% 。
即：
VDS_peak ≤90% * V(BR)DSS
注：一般地， V(BR)DSS 具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS 值作为参考。
2 漏极电流
其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90% 即：
ID_max ≤90% * ID
ID_pulse ≤90% * IDP
注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。
器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。
根据经验，在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。
建议初选于3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
3 驱动要求
MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量（Qg ）参数决定。
在满足其它参数要求的情。
理解功率MOSFET的开关损耗.kdh要点
理解功率MOSFET的开关损耗万代半导体元件上海有限公司刘松本文详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MO S F E T的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。
MOSFET开关损耗1 开通过程中MOSFET开关损耗功率MO S F E T的栅极电荷特性如图1所示。
值得注意的是：下面的开通过程对应着BU CK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。
开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为其中：，V G S 为P W M栅极驱动器的输出电压，Ro n为PW M 栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg 为MOSFET的栅极电阻。
V G S 电压从0增加到开启阈值电压V T H 前，漏极没有电流流过，时间t 1为V G S电压从VT H 增加到米勒平台电压V GP的时间t2为VGS 处于米勒平台的时间t3为t 3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID ，就保持在电路决定的恒定最大值ID ，漏极电压开始下降，M O S F E T固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MO S F E T完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
M O S F E T 开通损耗主要发生在t 2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V ，输出电压3.3V /6A ，开关频率350k H z ，P W M 栅极驱动器电压为5V ，导通电阻1. 5Ω，关断的下拉电阻为0. 5Ω，所用的M O S F E T 为A O 4468，具体参数为C i s s =955p F ，C o s s =145p F ，C r s s =112p F ，R g =0. 5Ω；当V G S =4. 5V ，Q g =9n C ；当V G S =10V ，Q g =17nC，Qg d =4.7nC，Qg s =3.4nC；当VG S=5V 且I D =11. 6A ，跨导g F S =19S；当VD S =VG S 且ID =250μA，VT H=2V ；当VG S=4. 5V 且I D =10A ，R DS(ON=17.4mΩ。
开关电源8大损耗,讲的太详细了
开关电源8大损耗，讲的太详细了能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
一般厂商会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。
图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。
采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。
但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。
选择IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。
例如，图1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。
我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。
图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示。
降压型SMPS损耗是任何SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。
为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(f S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。
当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和C OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。
在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2 中的回路1 所示。
当MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。
电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2 所示。
MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。
超结功率mosfet输出电容迟滞效应及zvs软开关影响-概述说明以及解释
超结功率mosfet输出电容迟滞效应及zvs软开关影响-概述说明以及解释1.引言1.1 概述概述超结功率MOSFET作为一种常见的功率器件，广泛应用于功率电子领域。
然而，由于其特殊的结构和工作原理，超结功率MOSFET存在着输出电容迟滞效应，这一效应会导致其在开关过程中的性能衰减和功率损耗增加。
因此，研究和解决超结功率MOSFET输出电容迟滞效应成为当前的热点问题。
本文旨在系统地探讨超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的定义、原理和影响因素，并提出相应的应对策略。
同时，本文将重点研究ZVS软开关技术对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的影响，并探讨ZVS软开关在改善超结功率MOSFET性能方面的优势和应用。
为了验证ZVS软开关对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的改善效果，本文还进行了一系列的实验研究，并通过实验结果与分析进行案例分析和讨论。
通过本文的研究，我们期望能够深入理解超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的机理，并为解决这一问题提供一定的指导和参考。
同时，本文的研究成果也将对改进和优化功率电子设备的设计和应用产生积极的影响。
接下来，我们将在第二章中介绍超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的定义和原理，以及影响因素和应对策略。
第三章将详细探讨ZVS软开关技术对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的影响，并通过实验研究和案例分析来验证其改善效果。
最后，在结论部分我们将对全文进行总结，并展望未来进一步研究超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的意义和方向。
1.2文章结构文章结构部分的内容可以包括以下内容：本篇文章主要分为三个部分，即引言、正文和结论。
下面将对每个部分的内容进行简要介绍。
引言部分包括了概述、文章结构和目的三个小节。
在“概述”部分，文章将对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应及ZVS软开关进行简要介绍。
在“文章结构”部分，将明确指出本篇文章的组织结构，便于读者对整篇文章的内容有一个大致了解。
mosfet损耗的计算
mosfet损耗的计算
Mosfet的损耗可以分为导通损耗和开关损耗两部分。
导通损耗是指Mosfet在导通状态下由于通道电阻而产生的功耗，开关损耗是指Mosfet在开关状态下由于开关过程中的电压和电流变化而产生的功耗。
导通损耗的计算可以使用以下公式：
Pd = I^2 * Rds(on)
其中，Pd为导通损耗，I为Mosfet导通时的电流，Rds(on)为Mosfet导通时的通道电阻。
开关损耗的计算可以使用以下公式：
Ps = (Vsw * Qg * f) + (Vds * Id * ton)
其中，Ps为开关损耗，Vsw为Mosfet开关时的电压变化，Qg为Mosfet的输入电荷，f为开关频率，Vds为Mosfet开关时的漏极-源极电压变化，Id为Mosfet开关时的漏极电流，ton为Mosfet的导通时间。
综合导通损耗和开关损耗，可以得到Mosfet的总损耗：
Ptotal = Pd + Ps
需要注意的是，Mosfet的损耗还会受到工作温度、散热条件等因素的影响，因此在实际应用中还需要考虑这些因素。
开关电源的开关损耗
开关电源的开关损耗作者：Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监Switching loss in switch-mode power supplies基于电感的开关电源（SM-PS）包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。
大多数开关电源设计选择MOSFET作开关（图1a中Q1），其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
MOSFET完全打开时的导通电阻（RDS(ON)）是一个关键指标，因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。
开关完全打开时，MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。
如果RDS(ON)为0.02W，ID为1A，则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。
功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。
这种损耗在高开关频率下非常明显，而在稳态（MOSFET连续导通）情况下，MOSFET 栅极阻抗极高，典型的栅极电流在纳安级，因此，这时栅极电容引起的功耗则微不足道。
转换效率是SMPS的重要指标，须选择尽可能低的RDS(ON)。
MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET，以满足这一需求。
随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET 等的尺寸要求也更加苛刻。
减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。
工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。
可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。
为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。
下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。
图1. 一个典型的升压转换器（a）利用MOSFET控制流经电感至地。
功率MOSFET的介绍
功率MOSFET的介绍功率 MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）是一种常用的功率开关器件，适用于各种高频和高电压开关电路中。
它是一种基于MOSFET技术的强大的半导体器件，能够在高电压和高电流条件下进行可靠的开关。
本文将对功率 MOSFET 进行详细介绍。
功率MOSFET是一种特殊的金属氧化物半导体场效应晶体管，其主要特点是具有低导通电阻和高击穿电压。
它的主要结构由N型或P型衬底、金属氧化物介质层、栅极、漏极和源极等组成。
在正常工作时，栅极电压通过氧化物层控制通道的导通状态，并影响漏极电流的大小。
功率MOSFET有两种类型：N沟道MOSFET和P沟道MOSFET。
N沟道MOSFET中，衬底为P型，控制栅极电压为正电压时，沿着N型沟道方向，电子从源极流向漏极，形成导通。
对于P沟道MOSFET来说，衬底为N型，控制栅极电压为负电压时，沿着P型沟道方向，空乏区消失，形成导通。
1.低导通电阻：功率MOSFET的导通电阻非常低，可达到几个毫欧姆，这意味着非常小的功率损耗和低热量产生。
2.高击穿电压：功率MOSFET可以工作在较高的电压范围内，从几十伏到几千伏都有。
这使得它非常适合在高压和高电流环境下使用。
3.快速开关速度：功率MOSFET能够实现非常快速的开关速度，这对于高频率应用非常重要。
它不仅能够提高开关效率，还能够减少电路的响应时间。
4.良好的热特性：功率MOSFET在高功率应用中通常会产生大量的热量。
因此，它需要具有良好的散热性能，以确保设备的稳定性和可靠性。
5.可靠性和耐久性：功率MOSFET能够长时间工作在高温和高电流条件下而不损坏。
这是由于其设计和材料的优化，使其具有较高的可靠性和耐久性。
虽然功率MOSFET在各种应用中都具有重要作用，但同时也有一些限制。
例如，功率MOSFET的成本通常较高，故在一些低功率应用中往往会选择其他更经济的晶体管。
功率MOSFET功耗计算指南
功率MOSFET功耗计算指南功率MOSFET是便携式设备中大功率开关电源的主要组成部分。
此外，对于散热量极低的笔记本电脑来说，这些MOSFET是最难确定的元件。
本文给出了计算MOSFET功耗以及确定其工作温度的步骤，并通过多相、同步整流、降压型CPU核电源中一个30A单相的分布计算示例，详细说明了上述概念。
也许，今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。
CPU的电源电流最近每两年就翻一番。
事实上，今天的便携式核电源电流需求会高达60A或更多，电压介于0.9V和1.75V之间。
但是，尽管电流需求在稳步增长，留给电源的空间却并没有增加—这个现实已达到了热设计的极限甚至超出。
如此高电流的电源通常被分割为两个或更多相，每一相提供15A 到30A。
这种方式使元件的选择更容易。
例如，一个60A电源变成了两个30A电源。
但是，这种方法并没有额外增加板上空间，对于热设计方面的挑战基本上没有多大帮助。
在设计大电流电源时，MOSFET是最难确定的元件。
这一点在笔记本电脑中尤其显著，这样的环境中，散热器、风扇、热管和其它散热手段通常都留给了CPU。
这样，电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素的挑战。
而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。
在挑选MOSFET时，首先是要选择有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道的器件。
最后还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。
本文将一步一步地说明如何计算这些MOSFET的功率耗散，并确定它们的工作温度。
然后，通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个30A单相的设计实例，进一步阐明这些概念。
计算MOSFET的耗散功率为了确定一个MOSFET是否适合于某特定应用，你必须计算一下其功率耗散，它主要包含阻性和开关损耗两部分：PDDEVICETOTAL=PDRESISTIVE+PDSWITCHING由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(RDS(ON))，计算RDS(ON)看上去是一个很好的出发点。
MOSFET MOS管特性参数的理解
2SK3113(600V/2A)的例
容量值越小，QG越小，开关速度越快，开关损耗就越小。 开关电源、DC/DC变换器等应用，要求较小的QG值。
2.6 电荷量
QG : 栅极的总电荷量，VGS=10V时， 达到导通状态所需的电荷量
QGS : 栅极／源极间所要电荷量 QGD : 栅极／漏极间所需电荷量
2SK3918(25V/48A)的例
th(ch-A) = PT (TA=25-deg C)
150 25
=
1.5
= 83.3 （℃/W）
沟道温度Tch的计算
利用热阻抗计算沟道温度
有散热板的条件下 Tch = Tc + Rth(ch-c) x Pt
沟道／封装之间的温度差 封装背面中央部或漏极的根部温度
直立安装无散热板的条件下 Tch = T + Rth(ch- ) x Pt
TA=25 ℃ 的条件…… 直立安装不接散热板 A : Ambient 的简写 环境温度为25 ℃ (图2)
封装 散热板
环境温度 TＡ＝２５℃
封装背面温度 =25
(图1)
印刷电路板
(图2)
1.4 额定温度
Tch : MOSFET的沟道的上限温度 一般 Tch ≦150℃ （例）
Tstg : MOSFET器件本身或者使用了MOSFET的产品， 其保存温度范围为 最低 -55 ℃，最高150 ℃ （例）
怎样选择MOSFET的额定值
器件的额定 电压值 应高于实际最大电压值20% 电流值 应高于实际最大电流值20% 功耗值 应高于实际最大功耗的50%
而实际沟道温度不应超过－125 ℃
上述为推荐值。实际设计时应考虑最坏的条件。如沟道温度 Tch从50 ℃提高到100 ℃时，推算故障率降提高20倍。
MOS开关损耗计算
MOS开关损耗计算首先，我们需要了解MOSFET的开关工作原理。
在MOSFET的开关过程中，MOSFET在开启和关闭的瞬间都会有一定的过渡时间。
在这个过渡时间内，MOSFET处于导通或截止状态，电流变化较大，会产生一定的损耗。
1. 开启过渡损耗计算：在MOSFET从截止状态转变为导通状态的过渡过程中，电流从0增加到正常工作电流。
这个过程中，MOSFET的导通电阻较大，导致电流通过MOSFET时产生一定的能量损耗。
这种损耗主要由两部分组成：导通电压降VDS和开启时间t_on。
开启过渡损耗 = VDS × I × t_on2. 关闭过渡损耗计算：在MOSFET从导通状态转变为截止状态的过渡过程中，电流从正常工作电流减少到0。
这个过程中，MOSFET的截止电阻较大，电流减小时也会产生一定的能量损耗。
这种损耗同样由两部分组成：截止电压降VDS和关闭时间t_off。
关闭过渡损耗= VDS × I × t_off3. 开关状态损耗计算：在MOSFET的导通状态和截止状态下，电流通过MOSFET时会引起一定的电压降，从而产生功率损耗。
这种损耗可以通过导通电阻和截止电阻计算得到。
在导通状态下，导通损耗为RDS(on)× I × I，其中RDS(on)为MOSFET的导通电阻。
在截止状态下，截止损耗为VGS × I，其中VGS为MOSFET的截止电压。
开关状态损耗=导通损耗+截止损耗综上所述，MOS开关损耗的总计算公式为：总损耗=开启过渡损耗+关闭过渡损耗+开关状态损耗需要注意的是，以上公式只是对MOS的开关损耗进行了估算，实际的损耗还可能受到温度、电源电压、开关频率等因素的影响。
因此在具体的应用中，需要结合实际情况进行准确的损耗计算。
总结起来，MOS开关损耗计算的关键是理解MOSFET的开关过程，并结合导通电阻、截止电阻、开启时间、关闭时间、电流等参数来进行计算。
MOSFET的原理特性作用及应用
MOSFET的原理特性作用及应用MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种电子器件，它在现代电子技术中具有重要的应用。
MOSFET是一种三端器件，由金属氧化物半导体结构组成，主要包括栅极、漏极和源极。
MOSFET具有许多突出的优点，包括低功耗、高速度、可靠性和高噪声容限。
其原理、特性、作用和应用在以下方面进行详细介绍：一、原理MOSFET的原理可以简单地理解为当栅极施加一定的电压时，栅极和漏极之间形成了一个电场。
这个电场可以控制沟道区域的导电性，从而实现对电流的调控。
MOSFET的栅极由金属导体构成，漏极和源极由具有特定掺杂的半导体材料组成，中间通过氧化层连接。
二、特性1.开关特性：MOSFET具有良好的开关特性，可以实现高速的开关速度和较低的开关损耗。
2.放大特性：MOSFET在放大电流时具有较大的增益，可以用于模拟电路的放大功能。
3.抑制特性：MOSFET具有良好的抑制特性，可以有效地抑制来自输入信号的噪声。
三、作用1.开关功能：MOSFET可以通过调节栅极电压来控制电流的通断。
通过连续不断的开关操作，可以实现信息处理和控制电路的功能。
2.放大功能：在模拟电路中，MOSFET可以用作放大器，通过改变栅极电压来调整输出电流的大小，实现信号的放大。
四、应用1.数字电路：MOSFET可以用作逻辑门的关键组成部分，实现数字信号的处理和控制。
2.模拟电路：MOSFET可以用作放大器、开关和电源调节器等功能，广泛应用于音频放大器、功率放大器、振荡器等模拟电路中。
3.通信系统：MOSFET可以用于射频功率放大器和低噪声放大器等关键部件，用于增强信号的传输和接收能力。
4.电源管理：MOSFET可以用作电源开关，实现电源的控制和管理，提高电源的效率和稳定性。
5.高频应用：在射频和微波系统中，MOSFET可以用于设计高频开关和放大器，实现高速数据传输和无线通信等应用。
总结：MOSFET作为一种重要的电子器件，在现代电子技术中具有广泛的应用。
功率MOS管的五种损坏模式详解
功率MOS管的五种损坏模式详解第一种：雪崩破坏如果在漏极-源极间外加超出器件额定VDSS的电涌电压,而且达到击穿电压VBRDSS 根据击穿电流其值不同,并超出一定的能量后就发生破坏的现象;在介质负载的开关运行断开时产生的回扫电压,或者由漏磁电感产生的尖峰电压超出功率MOSFET的漏极额定耐压并进入击穿区而导致破坏的模式会引起雪崩破坏;典型电路：第二种：器件发热损坏由超出安全区域引起发热而导致的;发热的原因分为直流功率和瞬态功率两种;直流功率原因：外加直流功率而导致的损耗引起的发热●导通电阻RDSon损耗高温时RDSon增大,导致一定电流下,功耗增加●由漏电流IDSS引起的损耗和其他损耗相比极小瞬态功率原因：外加单触发脉冲●负载短路●开关损耗接通、断开与温度和工作频率是相关的●内置二极管的trr损耗上下桥臂短路损耗与温度和工作频率是相关的器件正常运行时不发生的负载短路等引起的过电流,造成瞬时局部发热而导致破坏;另外,由于热量不相配或开关频率太高使芯片不能正常散热时,持续的发热使温度超出沟道温度导致热击穿的破坏;第三种：内置二极管破坏在DS端间构成的寄生二极管运行时,由于在Flyback时功率MOSFET的寄生双极晶体管运行,导致此二极管破坏的模式;第四种：由寄生振荡导致的破坏此破坏方式在并联时尤其容易发生在并联功率MOS FET时未插入栅极电阻而直接连接时发生的栅极寄生振荡;高速反复接通、断开漏极-源极电压时,在由栅极-漏极电容CgdCrss和栅极引脚电感Lg形成的谐振电路上发生此寄生振荡;当谐振条件ωL=1/ωC成立时,在栅极-源极间外加远远大于驱动电压Vgsin的振动电压,由于超出栅极-源极间额定电压导致栅极破坏,或者接通、断开漏极-源极间电压时的振动电压通过栅极-漏极电容Cgd和Vgs波形重叠导致正向反馈,因此可能会由于误动作引起振荡破坏;第五种：栅极电涌、静电破坏主要有因在栅极和源极之间如果存在电压浪涌和静电而引起的破坏,即栅极过电压破坏和由上电状态中静电在GS两端包括安装和和测定设备的带电而导致的栅极破坏。
MOSEFT分析_理解功率MOSFET的开关损耗
MOSEFT分析_理解功率MOSFET的开关损耗MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电子设备中。
在使用MOSFET作为开关时，理解功率MOSFET的开关损耗对于器件的设计和优化至关重要。
在使用MOSFET作为开关时，有两种主要的损耗：导通损耗和开关损耗。
导通损耗发生在MOSFET处于导通状态时，由通道电阻引起。
通道电阻主要取决于MOSFET的结构设计和材料特性。
当MOSFET导通时，通道电阻会导致功率损耗。
通道电阻越大，导通损耗就越高。
为了降低导通损耗，可以通过选择低通道电阻的MOSFET，或者采用并联的MOSFET来减少通道电阻。
开关损耗发生在MOSFET从导通状态切换到截止状态时。
在这个过程中，MOSFET的电荷会被注入或移除，导致一定的电流和电压损耗。
开关损耗与MOSFET的导通速度有关。
当MOSFET的导通速度较慢时，电荷的注入或移除需要更长的时间，导致开关损耗增加。
为了降低开关损耗，可以选择导通速度较快的MOSFET，或者采用驱动电路来控制MOSFET的导通和截止过程。
为了更好地理解MOSFET的开关损耗，可以从以下几个方面进行分析：1.转换时间：转换时间是指MOSFET从导通到截止或从截止到导通的时间。
转换时间越长，开关损耗越高。
可以通过选择合适的MOSFET或者优化驱动电路来减少转换时间，从而降低开关损耗。
2.电流和电压：MOSFET的开关损耗与电流和电压有关。
在开关过程中，电流和电压的变化会导致电荷的注入和移除，从而产生开关损耗。
因此，在设计和优化MOSFET开关电路时，需要考虑电流和电压的大小和变化。
3.功率损耗分布:功率损耗分布是指在MOSFET的导通和截止状态中，各个损耗所占的比例。
对于导通损耗，主要是通道电阻引起的；对于开关损耗，主要是电荷移动引起的。
理解功率损耗的分布可以帮助进行合理的设计和优化。
最后，需要注意的是，功率MOSFET的开关损耗不仅仅由MOSFET本身的特性决定，还与驱动电路的设计有关。
mos管的功率耗散
功率耗散是指MOSFET场效应管在工作过程中消耗的功率。
它主要包括两部分：
1. 漏源耗散功率：当MOSFET工作时，由于导通电阻和场效应引起的漏极-源极电压产生电阻过渡损耗，以及电流过渡和电荷储存和释放引起的功率损耗。
2. 开关损耗：MOSFET在开关过程中，由于导通和截止时的电流过渡以及电荷储存和释放引起的功率损耗。
这些功率损耗会导致MOSFET发热，并需要适当的散热措施来保证器件的正常工作。
计算和评估MOSFET的耗散功率对于设计和选择散热系统至关重要，以确保器件的可靠性和长寿命。
漏源耗散功率的计算公式为：Pcond=Idsrms*Idsrms*RDSon*Dmax，开关损耗的计算公式为：PSW=VDSoff*Idsrms*(tr+tf)*f/2。
需要注意的是，MOSFET的功耗主要取决于其导通电阻（RDS(ON)），因此计算RDS(ON)是一个很好的着手之处。
但MOSFET的导通电阻取决于结温TJ，而结温又取决于MOSFET中的功率放大器耗散和MOSFET的热阻（ΘJA）。
mosfet功率计算
mosfet功率计算MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电子设备和电路中。
在设计和应用MOSFET时，了解和计算功率是非常重要的。
本文将介绍MOSFET功率计算的基本原理和方法。
首先，我们需要了解MOSFET的基本结构和工作原理。
MOSFET 由源极、漏极和栅极组成，其中栅极与源极之间的电压控制了漏极和源极之间的电流。
当栅极电压高于阈值电压时，MOSFET处于导通状态，电流可以从漏极流向源极；当栅极电压低于阈值电压时，MOSFET处于截止状态，电流无法通过。
在MOSFET的导通状态下，功率计算可以通过以下公式进行：功率（P）= 电流（I） ×电压（V）其中，电流可以通过欧姆定律计算得到：电流（I）= 电压（V）/ 电阻（R）在MOSFET中，漏极和源极之间的电阻可以通过数据手册或实际测量得到。
根据MOSFET的工作电压和电流，我们可以计算出功率。
然而，由于MOSFET的导通状态下存在导通电阻和开关损耗，实际功率计算需要考虑这些因素。
导通电阻是由MOSFET的导通电流引起的电压降，可以通过测量漏极和源极之间的电压差来计算。
开关损耗是由MOSFET在开关过程中产生的能量损耗，可以通过测量开关过程中的电流和电压来计算。
为了准确计算MOSFET的功率，我们需要考虑导通电阻和开关损耗，并将其加入到功率计算公式中。
具体计算方法可以参考MOSFET 的数据手册或相关文献。
此外，MOSFET的温度也会对功率计算产生影响。
由于MOSFET 在工作过程中会产生热量，温度的升高会导致功率损耗增加。
因此，在功率计算中，我们还需要考虑MOSFET的热阻和散热条件，以确保设备的稳定工作。
综上所述，MOSFET功率计算是设计和应用MOSFET时必不可少的一部分。
通过了解MOSFET的基本结构和工作原理，以及考虑导通电阻、开关损耗和温度等因素，我们可以准确计算MOSFET的功率。
mos开关损耗计算公式
mos开关损耗计算公式MOS开关损耗是指在MOS开关中由于导通和截止过程中电流的变化产生的能量损耗。
由于MOS开关广泛应用于集成电路中的数字电路和功率电子器件中，准确计算和评估开关损耗对于设计和优化电路至关重要。
MOS开关损耗的计算可以通过两个方面来考虑：导通损耗和截止损耗。
1.导通损耗：导通损耗是指MOS开关在导通状态下因电流通过而导致的能量损耗。
导通损耗可以通过两个主要的能耗方面来计算：传导电流的强度和导通电压下的功耗。
下面分别介绍这两个方面的计算方法：1.1传导电流的强度：在MOS开关的导通过程中，电流由源极(S)流向漏极(D)。
传导电流的强度与MOS的尺寸、材料特性和驱动电压等因素相关。
传导电流的强度可以通过以下公式计算：I_con = (0.5 * C_ox * (V_gs - V_th)^2) * (1 + V_ds/V_DSAT)其中，I_con是传导电流的强度，C_ox是氧化层的电容，V_gs是栅极与源极之间的电压，V_th是门极阈值电压，V_ds是源漏电压，V_DSAT是MOS开关的饱和区电压。
1.2导通电压下的功耗：在导通过程中，MOS开关会产生一定的静态功耗。
这是由于导通时的电流流过导通电阻产生的。
导通电阻可以通过以下公式计算：R_con = V_ds / I_con其中，R_con是导通电阻，V_ds是源漏电压，I_con是传导电流的强度。
2.截止损耗：截止损耗是指MOS开关在截止状态下因开关过程中电流的变化而产生的能量损耗。
截止损耗主要由以下两方面的能耗组成：截止电流的强度和截止电压下的功耗。
下面分别介绍这两个方面的计算方法：2.1截止电流的强度：在MOS开关的截止过程中，电流减小至接近零。
截止电流的强度与开关过程中的电压、电容和电阻等因素相关。
截止电流的强度可以通过以下公式计算：I_off = C_ox * (V_gs - V_th)^2其中，I_off是截止电流的强度，C_ox是氧化层的电容，V_gs是栅极与源极之间的电压，V_th是门极阈值电压。
大功率电源中,MOS器件耗散的两种方式,你知道吗？
大功率电源中，MOS器件耗散的两种方式，你知道
吗？
本文主要为大家介绍了在大功率电源当中MOS器件耗散的两种方式。
通过对这两种方式的讲解，详细大家都能够对其中的一些关键点理解透彻。
同步整流器的耗散
对于除最大负载外的所有负载，在开、关过程中，同步整流器的MOSFET 的漏源电压通过捕获二极管箝制。
因此，同步整流器没有引致开关损耗，使其功率耗散易于计算。
需要考虑只是电阻耗散。
最坏情况下损耗发生在同步整流器负载系数最大的情况下，即在输入电压为最大值时。
通过使用同步整流器的RDS（ON）HOT和负载系数以及欧姆定律，就可以计算出功率耗散的近似值：
PDSYNCHRONOUSRECTIFIER=[ILOAD2×RDS（ON）HOT]×[1>-）]
开关MOSFET的耗散
开关MOSFET电阻损耗的计算与同步整流器的计算相仿，采用其（不同的）负载系数和RDS（ON）HOT：PDRESISTIVE=[ILOAD2×RDS（ON）HOT]×（VOUT/VIN）
由于它依赖于许多难以定量且通常不在规格参数范围、对开关产生影响的因素，开关MOSFET的开关损耗计算较为困难。
在下面的公式中采用粗略的近似值作为评估一个MOSFET的第一步，并在以后在实验室内对其性能进行验证：PDSWITCHING=（CRSS×VIN2×fSW×ILOAD）/IGATE。
其中CRSS为MOSFET的反向转换电容（一个性能参数），fSW为开关频率，而IGATE为MOSFET的启动阈值处（栅极充电曲线平直部分的VGS）的MOSFET栅极驱动的吸收电流和的源极电流。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
MOSEFT 分析：理解功率MOSFET 的开关损耗
本文详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET 的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。
MOSFET 开关损耗
1 1 开通过程中开通过程中MOSFET 开关损耗
功率MOSFET 的栅极电荷特性如图1所示。
值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK 变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。
a
图1 MOSFET 开关过程中栅极电荷特性
开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为
其中： ，VGS 为PWM 栅极驱动器的输出电压，Ron 为PWM 栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss 为MOSFET 输入电容，Rg 为MOSFET 的栅极电阻。
VGS 电压从0增加到开启阈值电压VTH 前，漏极没有电流流过，时间t1为
VGS 电压从VTH 增加到米勒平台电压VGP 的时间t2为
VGS处于米勒平台的时间t3为
t3也可以用下面公式计算：
注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，
RDS(ON)=17.4mΩ。
开通时米勒平台电压V GP：
计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压
V GP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：
开通过程中产生开关损耗为
开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。
Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。
对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。
因此在实际选取MOSFET 时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。
减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。
提高栅驱动电压也可以降低t3时间。
降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。
但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。
2 关断过程中
关断过程中MOSFET开关损耗
2
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM 驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：
VGP=2+6.727/19=2.354V。
关断过程中产生开关损耗为：
Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。
图2 断续模式工作波形
响
Coss产生开关损耗与对开关过程的影
产生开关损耗与对开关过程的影响
1 Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。
Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。
反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI 的问题。
但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET 开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。
开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。
Coss产生的损耗为：
对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。
当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。
2 Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。
由于Coss 存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3
所示。
下面以关断过程为例说明。
基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS 在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。
图3 MOSFET开关过程中实际波形
实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。
也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是Z VS，即0电压关断，功率损耗很小。
同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。
在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。
而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。
从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。
图4波形可以看到，关断时，VDS 的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。
图4 非连续模式开关过程中波形
Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的Z VS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。
为了使MOSFET 整个开关周期都工作于Z VS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的Z VS。
如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通Z VS，而其关断是自然的0电压关断Z VS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关Z VS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。
注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。
但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。
Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。