数字信号处理胡广书第6章-滤波器组(完整版本)
现代信号处理--清华胡广书讲义-第6章滤波器组基础
150第6章 滤波器组基础6.1 滤波器组的基本概念一个滤波器组是指一组滤波器，它们有着共同的输入，或有着共同的输出，如图6.1.1所示。
图6.1.1 滤波器组示意图，（a ）分析滤波器组，（b ）综合滤波器组。
假定滤波器)(0z H ，)(1z H ，…，)(1z H M -的频率特性如图6.1.2（a ）所示，)(n x 通过这些滤波器后，得到的)(0n x ，)(1n x ，…，)(1n x M -将是)(n x 的一个个子带信号，它们的频谱相互之间没有交叠。
若)(0z H ，)(1z H ，…，)(1z H M -的频率特性如图6.1.2（b ）所示，那么，)(0n x ，)(1n x ，…，)(1n x M -的频谱相互之间将有少许的混迭。
由于)(0z H ，)(1z H ，…，)(1z H M -的作用是将)(n x 作子带分解，因此我们称它们为分析滤波器组。
将一个信号分解成许多子信号是信号处理中常用的方法。
例如，若图6.1.1中的2=M ，那么，在图6.1.2中，)(0z H 的频率特性将分别占据2~0π和ππ~2两个频段，前者对应低频段，后者对应高频段。
这样得到的)(0n x 将是)(n x 的低频成份，而)(1n x 将是其高频)(0n x )(1n x )(1n x M -)(n x(ˆ0x (ˆ1x)(ˆ1n xM -)(ˆn x151成份。
我们可依据实际工作的需要对)(0n x 和)(1n x 作出不同的处理。
例如，若我们希望对)(n x 编码，设)(n x 的抽样频率为20KHz ，若每个数据点用16bit ，那么每秒钟需要的码图6.1.2 分析滤波器组的频率响应，（a ）无混迭，（b ）稍有混迭流为320Kbit 。
若)(n x 是一低频信号，也即)(n x 的有效成份（或有用成份）大都集中在)(0n x 内，)(1n x 内含有很少的信号能量。
这样，我们可对)(0n x 仍用16bit ，对)(1n x 则用8bit ，甚至是4bit ，由于)(0n x 和)(1n x 的带宽分别比)(n x 减少了一倍，所以，)(0n x 和)(1n x 的抽样频率可降低一倍。
《数字信号处理导论_第6章》
每一种又有模拟(AF)、数字(DF)两种滤波器.
对数字滤波器, 从实现方法上, 有IIR滤波器和
FIR滤波器之分, 转移函数分别为: FIR DF:
直接设计
IIR DF:
利用模拟滤 波器设计
3. 滤波器的技术要求
低通：
：通带允许的最大衰减；
：阻带内应达到的最小衰减
单位 (dB)
若幅度下降到 0.707, 则幅平方下降 0.5 （半 功率点）：
k 1,2,..., N
5）滤波器的设计步骤:
确定技术指标： p p s s
注： p c
根据技术指标求出滤波器阶数N及 ：
2 10
1
0.1 p
1
1 ch 100.1 s 1 N 1 s ch c
k 1, 2,..., N
c cr 1 rad / s
为归一化系统的系统函数 H an ( s) 去归一化，得 H ( s ) H ( s ) a an
cr s H an cr s s c c
4）滤波器的设计步骤：
确定技术指标： p p s s
由H a ( s)
s 0
H a ( j)
0
，得K0 4
4( s 2 25) 4s 2 100 H a (s) 2 ( s 7)( s 6) s 13s 42
2、Butterworth 低通逼近
幅度平方函数： H a ( j)
2
1 1 c
• 极点在s平面呈象限对称，分布在Buttterworth圆上，共2N点 • 极点间的角度间隔为 / N rad • 极点不落在虚轴上 • N为奇数，实轴上有极点，N为偶数，实轴上无极点
数字信号处理第六章 习题答案
394784.18 Ha ( s) = 2 s + 888.58s + 394784.18
经双线性变换得数字滤波器的系统函数：
H ( z ) = Ha ( s) s= 2⋅1−z
=
−1
−1
T 1+z−1
T = 1/ fs = 1/103 (s)
394784.18
−1 3 1− z 3 1− z 2 ×10 ⋅ 1+ z−1 + 888.58× 2 ×10 ⋅ 1+ z−1 + 394784.18
解：由图可得
2 5 ω+ 3 π 5 2 jω H ( e ) = − ω + 3 π 0
2π π − ≤ω ≤ − 3 3 2π π ≤ω ≤ 3 3
[ −π ,π ]的其他ω
（1）冲激响应不变法 因为ω 大于折叠频率 π 时 H e jω 为零， 故用此法无失真。
各极点满足下式
1 1+ ( s Ωc )
4
sk = Ωce
π 2k −1 j + π 2 4
k = 12，4 ，3 ，
则 k = 1,2时，所得的 sk 即为 Ha ( s) 的极点
s1 = Ωce s2 = Ωce
3 j π 4
3 3 2 =− −j 2 2
2
（ ） 激 应 变 求 2 冲 响 不 法 H(z) 40 136 1 −32(s − ) 3 + 3 2 Ha (s)= = (s + 2)(s + 8) s+2 s +8 40 136 T T 3 3 H ( z) = + 1− e−2T z−1 1− e−8T z−1 （ ） 线 变 法 H(z) 3 双 性 换 求 2 1− z−1 s= , −1 T 1+ z 2 1− z−1 1 −32( − ) −1 T 1+ z 2 Ha (s)= 2 1− z−1 2 1− z−1 ( + 2)( + 8) −1 −1 T 1+ z T 1+ z
数字信号处理第三版 教材第六章习题解答
6.2 教材第六章习题解答1. 设计一个巴特沃斯低通滤波器，要求通带截止频率6p f kHz =，通带最大衰减3p a dB =，阻带截止频率12s f kHz =，阻带最小衰减3s a dB =。
求出滤波器归一化传输函数()a H p 以及实际的()a H s 。
解：（1）求阶数N 。
lg lg sp spk N λ=-0.10.30.1 2.51011010.0562101101p s asp a k --==≈--332121022610s sp p πλπΩ⨯⨯===Ω⨯⨯将sp k 和sp λ值代入N 的计算公式得lg 0.05624.15lg 2N =-=所以取N=5（实际应用中，根据具体要求，也可能取N=4，指标稍微差一点，但阶数低一阶，使系统实现电路得到简化。
） （2）求归一化系统函数()a H p ，由阶数N=5直接查表得到5阶巴特沃斯归一化低通滤波器系统函数()a H p 为54321() 3.2361 5.2361 5.2361 3.23611a H p p p p p p =+++++或 221()(0.6181)( 1.6181)(1)a H p p p p p p =+++++ 当然，也可以按（6.12）式计算出极点:121()22,0,1,2,3,4k j Nk p ek π++==按（6.11）式写出()a H p 表达式41()()a k k H p p p ==-代入k p 值并进行分母展开得到与查表相同的结果。
（3）去归一化（即LP-LP 频率变换），由归一化系统函数()a H p 得到实际滤波器系统函数()a H s 。
由于本题中3p a dB =，即32610/c p rad s πΩ=Ω=⨯⨯，因此()()a a cH s H p s p ==Ω5542332453.2361 5.2361 5.2361 3.2361c c c cc cs s ss s Ω=+Ω+Ω+Ω+Ω+Ω对分母因式形式，则有()()a a cH s H p s p ==Ω52222(0.6180)( 1.6180)()c c c c cc s s s s s Ω=+Ω-Ω+Ω-Ω+Ω如上结果中，c Ω的值未代入相乘，这样使读者能清楚地看到去归一化后，3dB 截止频率对归一化系统函数的改变作用。
数字信号处理_刘顺兰 第6章 完整版习题解答
其系统的频率响应为
H (e j )
n
h(n)e j n e j n
n 0 j n
2
1 e j 3 sin(3 / 2) e j j 1 e sin( / 2)
H (e )
j
n
h(n)e
2 n 0
e
j j
e j , c c , H d (e ) 0 , c , c
j
则
hd (n)
1 H d (e j )e jn d 2 1 c j jn e e d 2 c sin[ c (n )] (n )
n 0
2
j n
1 e j 3 sin(3 / 2) e j j 1 e sin( / 2)
或
H (e j ) e j n 1 e j e j 2 e j (e j 1 e j ) e j (1 2 cos )
1 0 n 6 ； 0 其它n
1 0 n 3 ； 0 其它n
（1） 分别判断是否为线性相位 FIR 滤波器？如是，请问是哪一类线性相位滤波器？ （2） 如果是线性相位滤波器，写出它们的相位函数，群延迟。 解：(a) h( n) ( n) ( n 3) 则
H ( z ) 1 z 3 H (e ) 1 e
4
（2）
(1)
n 0
5
n
h( n) 0
j / 4
。
（3）在 z 0.7e （4）
处 H ( z ) 等于零。 。
5
H (e
数字信号处理ppt第六章
一、DF按频率特性分类 可分为低通、高通、带通、带阻和全通，
其特点为：
（1）频率变量以数字频率 ω 表示，ω = ΩT ，
Ω 为模拟角频率，T为抽样时间间隔； （2）以数字抽样频率 ωs = 2πfs ⋅T = 2π 为周期； （3）频率特性只限于 ω ≤ ω s / 2 = π 范围，这
3、由 A2 (Ω) = H a ( jΩ) 2 确定 H a (s)的方法
（1）求 H a (s)H a (−s) = A2 (Ω) Ω2 =−S 2
（2）分解 Ha (S)Ha (−S),得到各零极点，将左半面的 极点 归于 Ha (S)，对称的零点任一半归 Ha (S)。若要求 最小相位延时，左半面的零点归 Ha (S)（全部零极点 位于单位圆内）。
将2、技Q∴计术算2H指0所a标l(g需j，ΩH的代)a阶2入( j=数Ω上1及式)/[3=1，d+B−可截(1得Ω0Ω止lC频g)[21率N+]Ω(CΩΩC )2N ]
{−10lg[1+ ( 2π×103 )2N ] ≥ −1 −10lg[1+ (3π×Ω1C03 )2N ] ≤ −15 ΩC
解上述两式得：
它是表示每个频率分量的延迟情况；当其为常数时， 就是表示每个频率分量的延迟相同。
四、DF设计内容 1、按任务要求确定Filter的性能指标； 2、用IIR或FIR系统函数去逼近这一性能要求； 3、选择适当的运算结构实现这个系统函数； 4、用软件还是用硬件实现。
五、IIR数字filter的设计方法
1、借助模拟filter的设计方法 （1）将DF的技术指标转换成AF的技术指标； （2）按转换后技术指标、设计模拟低通filter的 Ha (s)； （3）将 H a (s) → H (z) （4）如果不是低通，则必须先将其转换成低通
数字信号处理导论胡广书pdf
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这些处理方法的实现，在音乐、电影等领域具有广泛的应用价值。
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精品课件-数字信号处理—理论与实践-第6章
第 6 章 数字滤波器的结构
因而在设计具体的实现算法时要分析和考虑选择什么样的网 络结构才合适。
一般来说， 设计好数字滤波器的结构后， 我们就可以通过 两种方法来具体实现数字滤波器：
（1） 将数字滤波器所要完成的运算编成程序， 利用计算 机进行软件实现；
（2） 设计专用的数字硬件、 专用的数字信号处理器或采 用通用数字信号处理器（DSP）进行硬件实现。
y(n)=a1y(n－1)+a2y(n－2)+b0x(n) 它对应的方框图结构如图6-3所示。
第 6 章 数字滤波器的结构
图6-2 基本运算的方框图表示法
第 6 章 数字滤波器的结构
图6-3 二阶数字滤波器的方框图结构
第 6 章 数字滤波器的结构
2. 信号流图法的特点是简单、 方便。 和方框图法相对应，
三种基本运算的信号流图表示如图 6-4 所示。
图6-4 基本运算的信号流图表示法
第 6 章 数字滤波器的结构
信号流图在本质上与方框图表示法等效， 只是符号上有差 异。 比如， 图6-3的二阶数字滤波器用信号流图表示的结 构如图6-5所示。 图中， 1， 2， 3， 4， 5称为网络节点， x(n)处为输入节点或称源节点， y(n)处为输出节点或称阱节点。 节点之间用有向支路相连接， 支路上的传输系数如果为常数， 则表示乘法运算； 如果没有标注传输系数， 则表示其传输系数 为1； 如果是延时算子z－1， 则表示单位延时。
第 6 章 数字滤波器的结构
图6-5 图6-3的二阶数字滤波器的信号流图结构
第 6 章 数字滤波器的结构
源节点没有输入支路， 阱节点没有输出支路， 其余网络节 点均可以有多条输入支路和多条输出支路。 每一个节点的节点 值都等于它的所有输入支路的信号之和。 这样， 通过分析各节 点的值， 就可以清楚地得到该网络的传输特性。 比如图6-5所 表示的二阶数字滤波器的各节点的值为
数字信号处理第六章
1）幅度函数特点：
H a ( j)
2
1 1 c
2
2N
0
c
H a ( j) 1 H a ( j) 1/ 2 1 3dB 3dB不变性
2
c 通带内有最大平坦的幅度特性，单调减小
c 过渡带及阻带内快速单调减小
3、逼近情况
1）
s平面虚轴
2）
z平面单位圆
s平面
左半平面
z平面 单位圆内 单位圆外 单位圆上
右半平面
虚轴
例7.4
已知模拟滤波器的传输函数为
1 H a ( s) 2 2s 3s 1
采用双线性变换法将其转换为数字滤波 器的系统函数，设T=2s 解 将s代入Ha(s)可得
H ( z ) H a ( s ) s 2 1 z 1 ,T 2
i 1,2,..., m
例6.4.1试分别用脉冲响应不变法和双 线性不变法将图6.4.4所示的RC低通滤波器 转换成数字滤波器。 解 首先按照图6.4.4写出该滤波器的传 输函数Ha(s)为 1
H a ( s)
s
,
RC
利用脉冲响应不变法转换，数字滤波器的系统函 数H1(z)为
低通
0 高通
0 带通 0
带阻
0
全通 0
通带
阻带 过渡带 平滑过渡
三、DF频响的三个参量 1、幅度平方响应
2、相位响应
3、群延迟
它是表示每个频率分量的延迟情况；当其为常 数时， 就是表示每个频率分量的延迟相同。 四、DF设计内容 1、按任务要求确定Filter的性能指标； 2、用因果稳定LSI的系统函数去逼近这一性 能要求； 3、选择适当的运算结构实现这个系统函数； 4、用软件还是用硬件实现。
数字信号处理 第六章
第六章数字滤波器结构6、1:级联得实现num = input('分子系数向量 = ');den = input('分母系数向量 = ');[z,p,k] = tf2zp(num,den);sos = zp2sos(z,p,k)Q6、1使用程序P6、1,生成如下有限冲激响应传输函数得一个级联实现:H1(z)=2+10z^(-1)+23z^(-2)+34z^(-3)+31z^(-4)+16 z^(-5)+4z^(-6)画出级联实现得框图。
H1(z)就是一个线性相位传输函数吗?答:运行结果:sos = zp2sos(z,p,k)Numerator coefficient vector = [2,10,23,34,31,16,4]Denominator coefficient vector = [1]sos =2、0000 6、0000 4、0000 1、0000 0 01、0000 1、00002、0000 1、0000 0 01、0000 1、0000 0、5000 1、0000 0 0级联框图:H1(z)不就是一个线性相位传输函数,因为系数不对称。
Q6、2使用程序P6、1,生成如下有限冲激响应传输函数得一个级联实现:H2(z)=6+31z^(-1)+74z^(-2)+102z^(-3)+74z^(-4)+31 z^(-5)+6z^(-6)画出级联实现得框图。
H2(z)就是一个线性相位传输函数吗?只用4个乘法器生成H2(z)得一级联实现。
显示新得级联结构得框图。
Numerator coefficient vector = [6,31,74,102,74,31,6]Denominator coefficient vector = [1]sos =6、0000 15、0000 6、0000 1、0000 0 01、00002、00003、0000 1、0000 0 01、0000 0、6667 0、3333 1、0000 0 0级联框图:H2(z)就是一个线性相位传输函数。
数字信号处理-答案第六章
其中 s k c e
1 2 k 1 j[ ] 2 2N
K 0由s 0 0时H a ( s ) 1来确定。
此题利用幅度平方函数求出其左半平面极点而求得系统函数，
注意 c 3 (不是归一化滤波器）。
解:
幅度平方函数为：
| H ( j) | 2 1 1 ( / c ) 4
设系统抽样频率为 f s 500Hz ，要求从这一低通模拟滤波器 设计一个低通数字滤波器，采用阶跃响应不变法。
分析：
阶跃响应不变法，使离散系统的阶跃响应等于连续系统阶跃响应的等间隔抽样，
g (n) g a (t ) t nT ga (nT ) ,
由模拟系统函数 Ha ( s ) 变换成数字系统函数的关系式为：
n 0
T 1 1 aT jbT 1 aT jbT 1 2 1 e e z 1 e e z
1 e aT z 1 c o bT s T 1 2e aT z 1 c o bT s e 2aT z 2
(2) 先引用拉氏变换的结论 Lt n 可得：
在上式中代入 j s 可得： 1 H a ( s) H a ( s) s 1 ( )2 N j c 而 H a ( s ) H a ( s ) 在左半平面的极点即为 H a ( s ) 的极点， 因而
H a (s) K0
N
，
k
(s s
k 1
) ， k 1,2,.... N
利用以下 z 变换关系：
Z x(n) X ( z )
Z e naT x(n) X (e aT z )
Z ( s i n a T )u ( n )
数字信号处理第六章 习题及参考答案
第六章 习题及参考答案一、习题1、已知一个由下列差分方程表示的系统，x(n)、y(n)分别表示该系统的输入、输出信号：)1(21)()2(61)1(65)(-+=-+--n x n x n y n y n y （1）画出该系统的直接型结构； （2）画出该系统的级联型结构； （3）画出该系统的并联型结构。
2、已知某系统的系统函数为：)6.09.01)(5.01()9.21)(1()(211211------++-+-+=z z z z z z z H 请画出该系统的级联型结构。
3、已知FIR 滤波器的单位脉冲响应为)(8.0)(5n R n h n =， （1）求该滤波器的系统函数； （2）画出该滤波器的直接型结构。
4、已知滤波器的系统函数为：3213218.09.09.018.04.16.01)(-------+-+--=zz z z z z z H 请画出该滤波器的直接型结构。
5、已知滤波器的系统函数为：)8.027.11)(5.01()44.11)(1(3)(211211------+--+--=z z z z z z z H 请画出该滤波器的级联型结构和并联型结构。
6、已知某因果系统的信号流图如下图所示：x(n)y(n)-25-3求该系统的系统函数和单位脉冲响应。
7、已知某系统的信号流图如下图所示：x(n)y(n)求该系统的系统函数和极点。
8、已知IIR 滤波器的系统函数为：4.035.04.046.16.14)(2323++++--=z z z z z z z H （1）画出级联型网络结构，要求利用MATLAB 分解H(z); （2）用MATLAB 验证所求的级联型结构是否正确。
9、已知IIR 滤波器的系统函数为：3213214.035.04.016.141.158.12.5)(-------++-++=zz z z z z z H （1）画出该系统的并联型网络结构，要求用MATLAB 分解； （2）用MATLAB 验证（1）中所求的并联型结构是否正确。
数字信号处理课后答案第6章
A2 s1
比较分子各项系数可知， A1、 A2应满足方程：
A1A1s2A2
1 A2 s1
a
解之得， A1=1/2， A2=1/2， 所以
Ha
(s)
s
1/ 2 (a
jb)
s
1/ 2 (a
jb)
套用教材（6.3.4）式， 得到
H (z)
2
Ak
k 1 1 es k T z 1
1/ 2 1 e(a jb)T z 1
2． 设计一个切比雪夫低通滤波器， 要求通带截止频率 fp=3 kHz，通带最大衰减αp=0.2 dB，阻带截止频率fs=12 kHz, 阻带最小衰减αs=50 dB。 求出滤波器归一化系统函数G(p)和实 际的Ha(s)。
解: （1） 确定滤波器技术指标。 αp=0.2 dB, Ωp=2πfp=6π×103 rad/s αs=50 dB, Ωs=2πfs=24π×103 rad/s
fp=20 kHz， 阻带截止频率fs=10 kHz， fp处最大衰减为3 dB，
阻带最小衰减as=15 dB。 求出该高通滤波器的系统函数Ha(s)。
解: (1) 确定高通滤波器技术指标要求：
p=20 kHz, ap=3 dB fs=10 kHz, as=15 dB
(2) 求相应的归一化低通滤波器技术指标要求： 套用图 5.1.5中高通到低通频率转换公式②， λp=1, λs=Ωp/Ωs， 得到
sp
s p
2π 12103 2π 6103
2
将ksp和λsp值代入N的计算公式, 得
N lg17.794 4.15 lg 2
所以取N=5（实际应用中， 根据具体要求， 也可能取N=4， 指标稍微差一点， 但阶数低一阶， 使系统实现电路得到 简化）。
数字信号处理胡广书第6章_滤波器组(完整版)
j
2
2
j ( )
频带
H1 ( e ) H 0 ( e
)
图6.2.2 两通道滤波器组 (a)系统框图；(b)镜像对称的幅频特性
6.2.3 第M(Mth)带滤波器
将分析滤波器组写成多相形式，如果其第0相， E0 (恒为一常数，即 zM ) 也即
M 1 k 0
| H k (e ) | c
j 2
M 1 k 0
c为常数 （6.2.17）
则称H0(z), ... ,HM-1(z)是功率互补的。该式又可表示成
H k ( z) H k ( z) c
H ( z ) H * ( z 1 )
~
（6.2.18）
式中 （6.2.19） 表示将H(z)的系数取共轭，并用z-1代替z ，若H(z)系数是实 ~ 的，则 1
• 1. 混迭失真：分析滤波器组和综合滤波器 组的频带不能完全分开及 抽样频率不满足：f s 2Mfc • 2 .幅度及相位失真： 滤波器组的频带在 通带内不“平”，而其相频特性不具有线 性相位所致； • 3. 编码,量化，传输所产生的误差。此误 差来源于信号编码或处理算法，它和滤波 器组无关。
第6章 滤波器组基础
6.1 滤波器组的基本概念 6.2 滤波器组的种类及有关的滤波器 6.2.1 最大均匀抽取滤波器组 6.2.2 正交镜像滤波器组 6.2.3 第M带滤波器 6.2.4 半带滤波器 6.2.5 互补型滤波器 6.3 半带滤波器设计 6.4 多抽样率系统的应用简介
6.1 滤波器组的基本概念
和常数倍。显然，这样严格互补的滤波器对于信号的准确重 建是非常有用的。 由定理6.2.1，Mth滤波器一定是scf。hbf是Mth滤波器的特例， 因此，hbf也是scf。然而，scf并不一定是Mth滤波器或hbf。
《数字信号处理教程》(第三版)第六章
Ha(s)的表示式为 H a ( s )
(s s )
k 0 k
N 1
N c
设N=3，极点有6个，它们分别为
s0 c e s1 c s2 c e s3 c e s4 c s5 c e
2 j 3
2 j 3 1 j 3
1 j 3
3、数字滤波器的技术要求
我们通常用的数字滤波器一般属于选频滤波器。假 设数字滤波器的传输函数H(e jω)用下式表示：
H(e
j
) H(e
j
)e
j ( )
幅频特性|H(ej)|： 信号通过滤波器后的各频率成分衰减情况。 相频特性()： 各频率成分通过滤波器后在时间上的延时情况。
, k 0,1, , N 1
1 H a ( p) b0 b1 p bN 1 p N 1 p N
(3) 将Ha(p)去归一化。将p=s/Ωc代入Ha(p)，得到实际的滤波器 传输函数Ha(s)。
H a ( s ) H a ( p) p
s
c
例： 已知通带截止频率fp=5kHz，通带最大衰减p=2dB，阻带 截止频率fs=12kHz，阻带最小衰减s=30dB，按照以上技术指 标设计巴特沃斯低通滤波器。 解： (1) 确定阶数N：
2
1 p 1 c
2N
p 20lg H a (e
j p
) p 10lg H a (e
2N
பைடு நூலகம்
j p
2
)
p 1 c
10
p 10
将=s代入幅度平方函数中:
H a ( j s )
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从而可以得到M个分析滤波器H0(z), ... ,HM-1(z)的 幅频特性都是相对w=0为偶对称的，如图所示，
M=8。由图可得，H0(z)是低通滤波器，H7(z)是 高通滤波器，而H1(z), ... ,H6(z)是带通滤波器，
并且它们具有相同的带宽，都是 /8 。
H k (e j )
M 8
若M个滤波器的频率响应满足
M1
|
Hkc(为ej常)数|2（6c.2.17）
k0
则称H0(z), ... ,HM-1(z)是功率互补的。该式又可表示成
M1
Hk (z)H（k6(.z2).18c）
k0
~
式中
H(z)H（*(z6.12).19）
表示将H(z)的系数取共轭，并用z-1代替z ，若H(z)系数是实
图6.2.6 半带滤波器H0(z)， H1(z)及H0(z)+H1(z)的幅频特
性
半带滤波器的性质:
(1)1 2
通带纹波与阻带纹波相等
(2 )H 0(ej),H 1(ej)以2为对称 （ 3 ） P ,s与 2等 距
上述三个式子的含意是:
H0ej2
H1ej2
1
(4) h(0)c 其余的偶序号项全为零，有效的
6.2.5 互补型滤波器
1.严格互补滤波器 （strictly complementary filter，scf）
M1
Hk(z) czn0
k0
假定利用H0(z), ... ,HM-1(z)把x(n)分成M个子带信号，然后再把这M 个子带信号相加，有
M 1
X (z)H 0 (z) X (z)H M 1 (z) X (z) H k(z) X (z)c n 0 z k 0
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| H0 (e j ) | 0,
2
2
频带
H 1(ej)H 0(ej())
图6.2.2 两通道滤波器组 (a)系统框图；(b)镜像对称的幅频特性
6.2.3 第M(Mth)带滤波器
将分析滤波器组写成多相形式，如果其第0相 ，也即 E0恒(zM为) 一常数，即
M1
H(z)c(l 61.2z. 3l)El(zM)
x(n)
y(n)
↑L=M
H(z)
图6.2.4 为th滤波器时对插值后的滤波
如果将这样一个滤波器接在一个L 倍插值器后，且L=M，
如图6.2.4所示，那么
Y(z)H (z)X (zM ) c (M 6l .1 1 2z. 5lE ) l(zM ) X (zM )
该式意味着y(Mn)=cx(n)，这就是说，将x(n)作L=M倍的插
概念：一个滤波器组是指一组滤波器，它们 有着共同的输入，或有着共同的相加后的 输出,如图6.1.1所示。
x(n)
H0(z)
x0(n)
xˆ0 (n)
G0(z)
H1(z)
HM-1(z)
x1(n)
xˆ1 (n)
G1(z)
xM1(n)
xˆM1(n)
GM-1(z)
xˆ(n)
。 图6.1.1 （a）分析滤波器组， （b）综合滤波器组
由定M 理6.2.1，若假定c=1/2,则
H(z)H(z) 1
let
H(ej)H(ej()) 1
并假定H(z)具有线性相位，即
H0(z) H(z) H1(z) H(z)
H (ejw )ej(N 1 )w2H g(w ) 式H一图频中0(个6率z，.)2+全范.HH6通 围所1g((zw)系 内示的)是统 基。增w。 本可益的上H以在实0(等看z整函)，于出个数H1，频1，。(zH)带称及0(z内为H)+0等HH(z(1)于z(+)z的H)的11，(增z增)的相益益增当，在益于那整如是么个，
（6.2.3）式的M th滤波器也可推广到更一般的情况。
6.2.4 半带滤波器(Half-Band Filter)
h(n) c
n
图6.2.5 某一半带滤波器的h(n)
以上均是半带滤波器，即半带滤波器可以是因果 的，也可以是非因果的；其系数可以是实的，也 可以是复的。但是，在实际工作中，限定所要讨 论的对象是实系数的、因果的且具有线性相位的 半带滤波器。
H 1(z) x1(n ) M v1(n ) M u1( z ) G1(z)
xˆ ( n )
H M 1( z) xM 1 (n ) M v M 1 ( n ) M u M 1 ( z ) G M 1 ( z )
图6.1.3 M通道滤波器组
H0(e jw), H k(ejw )H 0(ei(w 2k/M ))
H0
H1
H2
H3
H4
Hale Waihona Puke H5H6H7
0
2
3
4 5
6
7
8
8
8
8
8
8
8
6.2.2 正交镜像滤波器组 （ Quadrature Mirror Filter Bank, QMFB)
令M=2，由图6.1.3，可得到一个两通道的滤波器
组如图6.2.2（a）所示。两通道分析滤波器的频
域关系有
| H0 (e j ) |
有线性相位的滤波器H(z)。
由图6.2.6，可以假定要设计的半带滤波器的截止频
率 wc 2 ，并令理想滤波器的频率特性为
值后，再经一个Mth滤波器，x(n)中所有的值乘以c后变为
y在Mn处的值。若c=1，则y(Mn)=cx(n)，在n的非M整数 倍处，即是插值的结果。
定理6.2.1 H(z)若是一 M th滤波器，则
证明:
M1
H(zWk ) 1
k0
el(n)h(Mnl)
Poisson 和公式
h(n)(nM il)
h(n)M 1M k01ej2k(ln)/M
i0,1, ,M1
n ~l0,1, ,M1
若令 H0(z)H(z) Hk(z)H(zWM k) k 则 H0 0,,1 H, 1 , ,..M . ,H M1 -1的 频率响应之和等于1，
这就是说，如果有一个M th滤波器h(n),那么将其依 次移位 2k 后M，所得到的M个滤波器的频率响应
之和等于1.
即 H k H ( e k(j z) ) H H0 0(e zj( W K k2 )K )， k0,1, ,K1
则称该滤波器组为均匀滤波器组。x(n) 经 H进k(一z)滤步波的后抽变取成以一降个低个其自抽带样信率号。，如因果此作可M倍以 的抽取，并且M=K，那么称该滤波器组为 最大均匀抽取滤波器组（maximally decimated uniform filter bank），称这种情况为临界抽样 （critical subsampling）这是因为M=K是保证 实现准确重建的最大抽取数。
减少计算量。
(5)若H(z)是非因果的、零相位的FIR滤波器，即h(n)=h(-n),那 么，h(n)的单边的最大长度为2J-1， 总的长度为N=2(2J-1)+1=4J-1
注意: 正交镜像滤波器并不要求:
H 0(ej)H (ej)1
半带滤波器既满足上式，又是正交镜像滤波器；而两 通道正交镜像滤波器不一定是半带滤波器。半带滤波 器在设计具有准确重建性能的滤波器组方面具有重要 的作用。
那么，其单位抽样响应必有
h(Mn) (e60(.2n).4) 0c
n 其它
0
满足（6.2.4）式的滤波器h(n)称为第M带滤波器
（Mth filter）又称Nyquist(M)滤波器。（6.2.4）式
的含意是，除了在n=0这一点外，h(n)在的整数
倍处恒为零，如图6.2.3所示。
h(n) c
n
图6.2.3 某一th滤波器的单位抽样响应（M=3）
图6.1.3的系统中，x ( n ) 对 x(n) 的失真原因：
• 1. 混迭失真：分析滤波器组和综合滤波器 组的频带不能完全分开及
抽样频率不满足： fs 2Mfc • 2 .幅度及相位失真： 滤波器组的频带在通
带内不“平”，而其相频特性不具有线性 相位所致；
• 3. 编码,量化，传输所产生的误差。此误差 来源于信号编码或处理算法，它和滤波器 组无关。
半带滤波器在两通道滤波器组的分析与实现中具有重要的作 用，本节讨论其设计方法。由6.2节所述，半带滤波器的单 位抽样响应h(n)除n=0以外的偶序号项皆为零，且其频率响 应有着(6.2.14)式的对称性。至今，人们已提出了多种半带 滤波器的设计方法，现择其主要讨论。 1.窗函数法 用窗函数法设计FIR滤波器是简单易行的方法。它包括： .令理想滤波器的频率响应为 Hd (；ejw) .对 Hd作(ejw积) 分求出理想的单位抽样响应hd(n); .对hd(n)截短、移位等步骤，最后得到因果的、有限长且具
6.2 滤波器组的种类及有关的滤波器
6.2.1 最大均匀抽取滤波器组 6.2.2 正交镜像滤波器组 6.2.3 第M带滤波器 6.2.4 半带滤波器 6.2.5 互补型滤波器