LLC谐振变换器的设计
基于宽范围增益和效率的LLC_谐振变换器设计方法
第27卷㊀第10期2023年10月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.10Oct.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀基于宽范围增益和效率的LLC 谐振变换器设计方法金涛,㊀肖晓森,㊀张钟艺,㊀吴维鑫,㊀游玮(福州大学电气工程与自动化学院,福建福州350108)摘㊀要:针对LLC 谐振变换器采用脉宽频率调制(PFM )和定频移相调制(FF-PSM )混合调制策略的高效应用问题,提出一种基于最大电压增益和效率优化的LLC 谐振腔完整设计方法㊂首先,基于混合调制策略工作在f n ɤ1的特性,分析其峰值电压增益与归一化参数k ㊁Q 关系,同时在设定条件下实现全范围软开关来构造k ㊁Q 约束方程㊂其次,基于k ㊁Q 对归一化关断电流和导通电流的影响,推导关于k ㊁Q 的传输效率函数来得到约束方程,并通过建立损耗模型分析了谐振频率的选取和效率之间的关系㊂然后,通过仿真将满足要求的候选参数以固定步长比较来得到优化后的谐振腔参数㊂最终,建立600W 实验样机验证电压增益特性和效率相较于传统方法更高㊂关键词:LLC 谐振变换器;参数优化;混合调制;最大增益优化;效率优化;参数设计DOI :10.15938/j.emc.2023.10.011中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)10-0108-12㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-09-01基金项目:国家自然科学基金(51977039)作者简介:金㊀涛(1976 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为智能电网相关技术及新能源电力电子技术;肖晓森(1997 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;张钟艺(1993 ),男,博士研究生,研究方向为电力电子功率变换器及相关控制技术;吴维鑫(1996 ),男,硕士研究生,研究方向为新能源电力电子技术;游㊀玮(1999 ),女,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动技术㊂通信作者:金㊀涛Design method of LLC resonant converter based onwide range gain and efficiencyJIN Tao,㊀XIAO Xiaosen,㊀ZHANG Zhongyi,㊀WU Weixin,㊀YOU Wei(College of Electrical Engineering and Automation,Fuzhou University,Fuzhou 350108,China)Abstract :Aiming at the efficient application of pulse frequency modulation (PFM)and fixed-frequency phase shift modulation (FF-PSM)hybrid modulation strategy in LLC resonant converters,a complete de-sign method of LLC resonant cavity based on maximum voltage gain and efficiency optimization is pro-posed.Firstly,based on the characteristic of hybrid modulation strategy working at f n ɤ1,the relation-ship between its peak voltage gain and normalized parameters k ,Q was analyzed.At the same time,the k ,Q constraint equations were constructed by realizing full range soft switching under set conditions.Based on the influence of k ,Q on the normalized turn off current and on current,the transfer efficiency function of k ,Q was derived to obtain the constraint equation.Then the relationship between resonant frequency and efficiency was analyzed by establishing a loss model,and the remaining parameters were obtained.Through simulation,the optimized parameters of resonant tank were obtained by comparing the candidate parameters that meet the requirements with a fixed step size.Finally,a 600W experimentalprototype was built to verify the voltage gain characteristics and the efficiency of the proposed method ishigher than the traditional one.Keywords:LLC resonant converter;parameter optimization;hybrid modulation;maximum gain optimiza-tion;efficiency optimization;parametric design0㊀引㊀言随着国家大力提倡发展新能源发电和电动汽车,这些热门的应用场景对中间级的DC/DC电路提出宽增益和高效率的要求㊂由于LLC谐振变换器具有软开关㊁高功率密度和结构简单等特点被广泛地应用在电力电子变压器㊁开关电源领域[1-7]㊂传统LLC谐振变换器为实现电压的宽范围输出,需要更宽的频率调节范围㊂然而过高的开关频率导致电路寄生参数的影响放大和整流二极管无法实现零电流关断(zero current switch,ZCS)而过宽的开关频率给变压器优化设计带来困难㊂为了增大增益范围,许多学者提出原边拓扑变换[8-9],副边拓扑变换[10]或者是谐振腔变换[11-12]等方式,但是通过添加额外的器件必将导致功率密度的降低和电路的稳定性降低㊂另外其他学者通过不同调制策略[13-15]应用在LLC谐振变换器㊂LLC谐振变换器的性能由谐振电感㊁谐振电容和励磁电感3个参数所决定㊂不同的分析设计方法对谐振腔的性能预测影响非常大,以下为常用LLC 谐振变换器分析方法:1)基波近似(fundamental har-monic approximation,FHA)分析法[16-17];2)时域分析法[18-20];3)FHA结合时域矫正分析法[21-25]㊂一般地,时域分析法得到的分析结果与仿真结果相同,最能直接体现变换器的性能㊂但是由于存在2种谐振过程使得计算过程十分复杂,限制了在工程上应用㊂FHA分析法在功率传输中假定了电流和电压为基本傅里叶分量,便于分析电压增益㊁归一化频率等特性㊂但是由于忽略了其他次谐波,这将导致得到的结果产生偏差㊂FHA结合时域分析法提高了分析的准确性和降低了计算复杂度,更加适用于工程设计㊂但是任何频域设计方法总会存在误差,特别是在开关频率远离谐振频率且高品质因数Q 下[20],因此在采用频域设计方法时需要注意,否则电压增益会远偏离所设计的点㊂基于不同的分析方法存在着不同的优化方法㊂文献[22]基于布谷鸟算法寻找谐振电流,励磁电流和副边电流三者最小来优化谐振电感和励磁电感参数㊂文献[22]通过对关断损耗进行详细的时域分析,再通过粒子群算法对k㊁Q㊁f n进行迭代得到参数范围㊂文献[21]和文献[22]都是基于智能算法寻优,但是二者都没有考虑到电压增益和负载变化,而仅仅是在一个频率下得到较好的效率,这导致优化无法覆盖在全范围㊂文献[23]考虑FHA分析法的误差,通过结合时域仿真计算在基波的基础上加入三次谐波增加了电压增益分析的准确性㊂文献[24]基于简化时域来优化谐振电容电压的谐振腔参数设计,直接通过计算来得到LLC谐振腔参数㊂但是文献[23]和文献[24]的设计考虑不完整,并没有将损耗优化纳入设计的一环中以及分析谐振频率的选择㊂文献[16]提出一种宽范围电压增益的恒功率LLC谐振腔设计方案,它分别确定了满载和空载条件下初级侧零电压关断(zero voltage switch,ZVS)运行的最坏情况,在此基础上再进行电压增益公式约束㊂但是其文献基于最坏的边界条件来进行设计,无法通过LLC谐振腔参数来最大优化电路性能㊂文献[25]提出基于最大电压和效率谐振腔完整的设计方案,通过谐振频率和励磁电感来确定谐振频率时效率;再通过谐振电感来确定最大电压增益㊂文献[17]将最大增益点设置为工作峰值增益,在此基础上优化谐振电流㊂虽然文献[25]和文献[17]两者都可以最大利用LLC谐振参数电压特性,但是没有考虑裕量,可能会导致在峰值增益附近失去ZVS和闭环不稳定㊂文献[17]在PN和PON 操作模式,但是并没有边界限制和只存在归一化参数无法限制其参数范围,导致参数选择因人而异㊂文献[18-19]提出针对峰值增益的精确计算,避免了峰值增益的过度设计且针对各种工况下的权衡候选参数设计,减少工作设计量㊂但是仅从谐振电容电压为边界迭代条件,对损耗优化并不明显㊂为克服以上谐振腔设计方法的缺点,本文针对脉宽频率调制(pulse frequency modulation,PFM)和定频移相调制(fixed-frequency phase shift modula-tion,FF-PSM)混合调制策略工作在f nɤ1的特性,提出完整的LLC谐振腔设计方法㊂首先通过公式推导确定最大增益下k㊁Q约束公式以满足全负载范围峰值增益的要求㊂然后根据ZVS实现阻抗呈感性和死区时间设置的必要条件推导约束公式㊂将归一化关断电流,谐振电流同k㊁Q和f n建立关系图,得901第10期金㊀涛等:基于宽范围增益和效率的LLC谐振变换器设计方法到传输效率和归一化参数的关系㊂接着由以上约束方程得到k ㊁Q 的优化范围,通过建立LLC 损耗模型来确定谐振频率和励磁电感㊂最后结合仿真将符合范围的参数采用固定步长比较从而得到优化设计结果㊂1㊀LLC 混合调制工作特性本文基于图1半桥三电平LLC 谐振变换器拓扑进行谐振腔参数分析设计㊂图中:Q 1~Q 4为功率开关管;D 11~D 12为续流钳位二极管;C f 为飞跨电容;C 1p 和C 2p 是输入分压电容;C o 是输出稳压电容;变压器TX 的变比为n ;二次侧整流桥由整流二极管D 13~D 16组成;谐振腔由励磁电感L m ㊁谐振电容C rp 和谐振电感L rp 组成;U in 为输入电源;R 0为负载;u ab 为谐振腔电压;u cd 为二次侧电压;i m 为励磁电流;i p 为谐振电流;i s 为二次侧电流㊂图1㊀半桥三电平LLC 谐振变换器Fig.1㊀Three-level half-bridge LLC resonant converterLLC 谐振变换器存在二元串联谐振L rp 和C rp ,谐振频率为f r1和三元串联谐振L rp ㊁C rp 和L m ,谐振频率为f r2,归一化频率f n =f s /f r1㊂在不改变拓扑结构的基础下,学者[13]提出升压模式下采用PFM 和在降压模式下采用FF-PSM 的混合调制方式最大限度地提高电压增益范围㊂这使得LLC 变换器无需工作在f n >1,从而副边一直处于能够实现ZCS㊂并且为了使LLC 始终能够实现开关管的ZVS,需要保证f s >f r2㊂LLC 谐振变换器处于混合调制策略下,主要分析f r2<f s <f r1和f s =f r1的模式㊂当变换器工作在f r2<f s <f r1时,如图2(a)所示㊂在[t 0~t 1]时,C rp 和L rp 发生串联谐振,谐振电流i p 正弦上升㊂励磁电感通过变压器被输出电压钳位,使励磁电流呈线性上升,这个过程为1/2T r1㊂此时原边向副边传输功率,即:i p (t )=i m (t )+1n i rect(t );i m (t )=nU out L m(t -t 0)+i m (t 0);u Crp =Z 1i p (t 0)sin[w r1(t -t 0)]-[nU out +u Crp (t 0)-U in ][1-cos[w r1(t -t 0)]]㊂üþýïïïïïïï(1)其中:ωr1=1/L rp C rp ;Z 1=L rp /C rp ㊂流过整流二极管的平均电流即为输出电流,整流电流i rect 表达式可近似为i rect (t )=πU out2f n R osin(w r1t )㊂(2)在[t 1~t 2]时,i p 电流等于i m ,电路进入LLC 三元谐振,L m 失去变压器反射电压钳位㊂由于谐振周期变长,i p 近似不变㊂副边整流二极管关断,功率停止传输,负载由副边输出电容供能,即:i p (t )=i p (t 1)cos[w r2(t -t 1)]+[U in -u Crp (t 1)]Z 1sin[w r2(t -t 1)];u Crp=Z 2i p (t 1)sin[w r2(t -t 1)]-[u Crp(t 1)-U in][1-cos[w r2(t -t 1)]]㊂üþýïïïïïï(3)其中:ωr2=1/(L rp +L m )C rp ;Z 2=(L rp +L m )/C rp ㊂当变换器工作在f s =f r1时,如图2(b)所示㊂在[t 0~t 2]整个过程中L m 始终被输出电压钳位,i p 正弦变化㊂这个过程仅存在两元谐振,在谐振频率下,此时电路传输效率最高,即:i p (t )=i m (t )+1n i rect (t );i m (t )=nU out L m (t -T r 4)㊂üþýïïïï(4)当变换器工作在f s =f r1且移相占空比D =0.5时,如图2(c)所示㊂在[t 0~t 1]时,这个暂态过程与f r2<f s <f r1的[t 0~t 1]相似㊂由于D 存在,这个过程为1/2T r D ㊂此时原边向副边传输功率时间变短,使得i p 峰值增大㊂在[t 1~t 2]时,i p 电流等于i m ,电路进入LLC 三元谐振,L m 失去变压器反射电压钳位,即:i p (t )=i p (t 1)cos[ωr2(t -t 1)]-u Crp (t 1)Z 1sin[ωr2(t -t 1)];u Crp (t )=Z 2i p (t 1)sin[ωr2(t -t 1)]+u Crp(t 1)cos[ωr2(t -t 1)]㊂üþýïïïïïï(5)011电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图2㊀LLC 谐振变换器稳态波形Fig.2㊀Stable waveforms of LLC resonant converter电压增益G 是输出电压和输入电压除去变压器变比的比值,即G =nU outU in㊂(6)为了方便于工程设计,采用傅里叶基波法来分析谐振电路特性㊂以下采用归一化参数进行分析㊂三电平LLC 谐振电路的基波等效电路如图3所示㊂图3㊀交流等效电路Fig.3㊀AC equivalent circuit of LLC convert图3中u ab(1)(t )是u ab (t )的基波分量,u out(1)(t )=22U out /π是u out 的基波分量㊂交流负载电阻为R eq=8n 2R o π2㊂(7)在PFM 下,f n 始终被设置小于等于1使得二次侧能够实现ZCS 来提高效率㊂因此它的最小增益为1㊂此时混合调制策略下最大的电压增益取决于谐振腔参数设计㊂PFM 和FF-PSM 的增益函数基于FHA 分析法㊂PFM 直流增益为G f =1(1+1k -1kf 2n)2+(f n Q -Q f n )2㊂(8)其中:k 是L m 和L rp 的电感比;归一化频率f n 是开关频率f s 和谐振频率f r1的比值;品质因数Q 和特征阻抗Z o ,即:k =L m L rp ;f n =f s f r1;Q =Zo R eq;Z o =L rpC rp㊂(9)在FF-PSM 下,电压增益为G s =sinπD2㊂(10)根据式(8)和式(11)绘制混合调制策略的电压增益,如图4所示㊂图4㊀混合调制下的电压增益曲线Fig.4㊀Voltage gain under hybrid modulation由于工作在f n ɤ1,二次侧ZCS 能够一直被实现㊂因此只需关注一次侧ZVS㊂ZVS 实现条件是在即将开启的MOSFET 的寄生电容必须完成放电,这就意味着谐振电流必须滞后谐振电压u ab 和在死区时间有足够能量对寄生电容放电㊂i p 和u ab 的相位可以通过输入阻抗来判断㊂根据图3可以得到谐振腔输入Z o 归一化阻抗虚部为Im[Z in (j ωs )Z o ]=kf n 1+k 2f 2n Q2-1-f 2n f n ㊂(11)在电容或电感区域工作的条件由式(11)表示㊂其虚部必须大于0,这是电路实现ZVS 必要条件㊂谐振变换器工作在感性区是实现MOSFET ZVS 的前提㊂再者是2个互补MOSFET 的寄生电容在死区时间t d 内由i p 完全充电和放电,使得MOSFET 的U ds 降至V i ㊂文献[26]详细分析了LLC 的ZVS 实现过程㊂111第10期金㊀涛等:基于宽范围增益和效率的LLC 谐振变换器设计方法从第一节的分析可以得出,在f n ɤ1时,MOS-FET 的开通电流是峰值励磁电流I Lm ㊂由于L m 被nU out 箝位约T r /2时间并且i m 线性上升,因此PFM 中的I Lm 可以近似计算为I Lm =nU out T r4L m㊂(12)由于FF-PSM 中存在移相角,移相占空比D 减小,从而导致i m 的上升时间减小㊂所以I Lm 可以进一步表示为I Lm =nU out T r D4L m㊂(13)为了保证ZVS 的实现,在死区t d 期间的能量传递必须大于寄生电容充放电的能量㊂在死区能量传递的表达式为I m t d >U in C oss ㊂(14)将式(13)代入式(14)得t d >4C oss L mGT r min(D )㊂(15)从式(15)可以看出如果t d 满足最小移相占空比min(D )下ZVS 实现,则整个增益范围都可以实现ZVS㊂2㊀基于最大增益谐振腔的效率优化设计㊀㊀根据式(10),移相模式下电压增益与负载和谐振腔无关㊂基于最大增益范围的谐振腔参数设计主要是优化频率窗口和降低电路损耗㊂从式(8)得到调频电压增益由谐振回路的参数k 和Q 确定㊂因此设计宽增益范围必须选择合适的k 和Q ,以下分别从k 和Q 来分析各自对电压增益的影响㊂在Q =0.5,不同k 下的电压增益曲线如图5所示㊂从图中可以看出,在f n <1时,随着k 的减小,电压峰值增益提高和电压增益下降斜率增大,这意味着当电压增益变化调频范围要求不大;在f n >1时,随着k 的减小,电压增益下限提高和下降斜率增大㊂在k =4,不同Q 下的电压增益曲线如图6所示㊂从图中可以看出,在f n <1时,随着Q 的增加,电压的峰值增益降低和电压增益下降斜率变小㊂这不利于在限定的调频范围实现宽电压调节㊂在f n >1时,随着Q 的增加,增益曲线几乎不变并且斜率小㊂从这两幅图中可以看出,在f n <1时,通过减小Q 或者减小k 可以得到更大电压增益峰值㊂传统谐振腔设计方法通过降低k 来拓宽电压增益范围,但这会导致谐振电流增加而降低效率㊂图5㊀Q =0.5下不同k 的电压增益曲线Fig.5㊀Voltage gain curves of different k at Q =0.5图6㊀k =4下不同Q 的电压增益曲线Fig.6㊀Voltage gain curves of different Q at k =0.5为了使电路工作在ZVS 区域,Q max 可以通过式(11)求解得到,即Q max =1k -kf 2n -1k 2f 2n㊂(16)由式(9)可得,当R 0增大时,Q 减少㊂这就说明当确定了最小负载电阻对应所设计最大峰值增益时,其他负载电阻都能实现所设计的峰值增益㊂根据输入输出电压设计,给出最大电压增益㊂本实验设计为G max =1.5㊂可以通过降低0.05因数确保感性区域有一定的余量㊂将式(8)代入式(16)得到Q 不等式为Q ɤ0.95kG maxk +G 2max G 2max -1㊂(17)在确定软开关实现和最大增益点后,需要进一步优化电路效率㊂谐振电流与传导损耗和磁滞损耗211电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀有关㊂关断电流决定MOSFET 的关断损耗㊂下面将分析谐振槽参数对它们的影响㊂根据图3输入阻抗的幅值为|Z in |=R eq(1k +1-1kf 2n)2+Q 2(f n -1f n )21+(1kQ )21f 2n㊂(18)谐振电流I pe_N 的有效值由U in /R eq 归一化为:I pe=Uab(1)|Z in |;I pe_N =22π1+(1kQ )21f 2n(1k +1-1kf 2n)2+Q 2(f n -1f n )2㊂üþýïïïïïïï(19)由于I off 近似等于I Lm ,因此关断损耗优化既要兼顾软开关的实现和关断损耗㊂相同地,归一化关断电流为I off_N =n4kQ(1+1k -1kf 2n)2+(f n Q -Q f n )2㊂(20)这里需要注意的是归一化电流的比较意义只能在谐振频率相同时表现㊂为避免频率调整范围过大,将工作范围f n 设置为0.6~1㊂从图7可以看出,在工作区域内,当k 为常数时,I pe_N 和I off_N 随着Q 的减小而增加㊂当Q 为常数时,I pe_N 和I off_N 随着k 的减小而增大㊂当kQ值越大时,I pe_N 和I off_N 越小,这是因为在f r1一定下,kQ 越大L m 就越大㊂因此在没有确定f r1时,讨论k 和Q 对损耗的影响没有意义㊂因此在满足增益范围要求和确定f r1时,选择更大kQ 值可以降低导通损耗和关断损耗㊂图7㊀不同k 和Q 对I pe_N 和I off_N 的影响Fig.7㊀Influence of k and Q on I pe_N and I off_N从初级侧传输到负载的功率P t ㊁初级侧传导功率损耗P con 和关断功率损耗P sw 分别为:P t =G 2U 2ab(1)R eq ;P sw =U in I off t off f s ;P con=I 2r R con㊂üþýïïïï(21)设初级侧功率传输到负载的效率为η,其表达式为:η=P tP t +P con +P sw;(22)P sw P t =2π2t off f r1(1+1k -1kf 2n )2+(f n Q -Q f n )24kQf n ;P con P t =(1+1(kQf n )2)R con R eq㊂üþýïïïïïï(23)图8展示了η在fn =0.6时曲线图,其中R con =60mΩ,R o =150Ω,n =1和t off =29ns㊂从图中可以看出传输效率随着k 和Q 的增加而增加㊂因此想要设计高的传输效率,k 和Q 的值需要尽可能高㊂但是k 和Q 的值增加会导致电压峰值增益降低,因此需要k 和Q 的值需要被权衡㊂图8㊀不同k 和Q 对传输效率的影响Fig.8㊀Influence of k and Q on transmission efficiency将以上条件代入ηȡ0.98,分别求出f n =1㊁f n =0.8,f n =0.7和f n =0.6下k 和Q 的平面图,如图9所示㊂从图中可以看出满足f n =0.6达到ηȡ0.98的k 和Q 参数设计包含了0.6<f n <1㊂这意味在f n 变量下基于电压峰值增益优化的谐振腔参数设计在全增益范围内都能实现效率优化㊂同时从图9中可以看出随着Q 的变大,k 范围减小,这意味着Q 最大时,能够覆盖全范围Q 的设计㊂又基于上述增益和负载分析,随着负载电阻增大Q 减小㊂因此选择额定负载电阻作为Q max 的设311第10期金㊀涛等:基于宽范围增益和效率的LLC 谐振变换器设计方法计,从而使得全负载得到设计的传输效率㊂图9㊀k ㊁Q 和f n 对传输效率的影响Fig.9㊀Influence of k ,Q and f n on transmission efficiency根据式(15)㊁式(17)㊁式(22),得到了基于宽增益的损耗优化谐振腔设计参数k ㊁Q 设计范围,如图10所示㊂图中取:η=98%;f n =1;C oss =480pF;t d =0.5μs;R con =60mΩ;t off =29ns;n =1;D (min)=0.4和R o =150Ω㊂图10㊀满足要求的k 和Q 范围Fig.10㊀Range of the parameters k and Q underrestrictions在确定k 和Q 的值之后,其他参数由下式求得:L rp =R eq Q 2πf r1;L m =kL rp ;C rp =12πf r1R eq Q㊂(24)从下式可以看出当只需要确定L m 或者f r1,就可以确定其他全部参数,即L m f r1=R eq kQ2π㊂(25)接着需要得到L m 和f r1对变换器损耗的关系㊂将励磁电流简化为三角波,其谐振电流有效值I p,rms 表达式为I p,rms=U out 8nR eq2n 2R eq f r1L m()2+π28㊂(26)根据式(1)和式(2),二次侧电流有效值i rect,rms表达式为I rect,rms=22U out n 2f n πR eq㊂(27)二次侧电流平均值I F(av)表达式为I F(av)=1T sʏT sI rect d t =U outR o㊂(28)变换器总损耗P loss 为㊀P loss =P d_on +P s_on +P Lrp +P TX +P sw =I 2p,rms (2r ds +r L +r TXp )+2(V F I F(av)+r d I rect,rms )+V e_L K L B β_LL_max (f s1000)α_L +V e_TX K TX B β_TX TX_max (f s1000)α_TX +I 2rect,rms r TXs +4(12K ti I 2m u ds +12K tvI m u 2ds )f s ;(29)B L_max =μi μ0N Lrp 2I p,rms L e_L;B TX_max=μi μ0N TX 2I m L e_TX㊂üþýïïïï(30)其中:P d_on ㊁P s_on ㊁P Lrp ㊁P TX 和P sw 分别是变换器一次侧导通损耗㊁二次侧整流损耗㊁谐振电感的损耗㊁变压器损耗和一次侧开关管的关断损耗;r ds 开关管的导通电阻;r L 是L rp 的直流电阻;r TXp 是TX 的原边直流电阻;r TXs 是TX 的副边直流电阻;B _max 是峰值磁通密度;N 是磁性元件线圈匝数;V F 是整流二极管正向导通电压;μ0是真空磁导率;μi 是所选磁芯的磁导率;K ti 是电流下降速度;K tv 是电压下降速度,由开关管数据手册查得;V e 是磁芯有效体积;L e 是磁芯平均匝长度;K ㊁β和α是与磁损有关系数,由磁芯公司数据手册查得㊂确定k 和Q 之后,根据式(25)和式(29)得到损耗和L m 和f r1关系曲面,如图11所示,切面为所选L m 和f r1参数㊂其中:U out =200V;R o =150Ω;n =1;V F =0.9V;r ds =82mΩ;r L =18mΩ;r TXp =46Ω;r TXs =46Ω;N TX =30;N Lrp =10;μi =2300;μ0=4ˑ10-7π;K ti =0.1A /ns;K tv =50V /ns㊂从图中可以看出,损耗随着f r1或者L m 的增加而减少㊂但是f r1过小,高增益时电流大,磁性元件易饱和,这导致需要增加变压器体积来防止磁芯饱和;而f r1过大,这对于开关器件的开关速度要求更苛刻㊂因此需要根据变换器所处的应用场景来选择f r1㊂以下为基于宽增益三电平LLC 谐振变换器优化损耗的谐振参数设计流程图,如图12所示㊂411电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图11㊀L m 和f r1对P loss 的影响曲面和满足条件的切面Fig.11㊀Influence of L m and f r1on P loss surface and tan-gent that meet theconditions图12㊀谐振腔具体参数设计计算流程图Fig.12㊀Flowchart of calculation of the specific parame-ter design of the resonant tank3㊀仿真及实验验证为了验证理论分析,搭建Saber 平台对电路谐振腔进行仿真分析㊂表1为仿真工况设计㊂表1㊀Saber 仿真工况Table 1㊀Simulation parameters of Saber㊀㊀参数数值输入电压U in /V400输出电压U out /V 120~300负载阻抗R o /Ω150根据所给工况和设定谐振频率为120kHz,通过理论分析中的设计流程选取6组满足条件的k 和Q ,其中C rp 以增加趋势㊂仿真结果如表2所示㊂表2总结了输出300V 和输出200V 时,不同参数下谐振电容峰值电压,谐振电流和关断电流㊂从表2可以看出谐振电流和关断电流的大小和kQ 值相关,验证了前面理论分析结果㊂所设计f n =0.6时的电压增益能够被满足且留有一定裕量㊂随着谐振电容的增大,U Crp_max 减小㊂在输出300V 时,远离谐振点的关断电流明显增大,这是由于周期变长,LLC 谐振时间增加,关断电流增加幅度更大㊂结合损耗和调频范围,最优设计参数是:k =3.5;Q =0.35;L rp =56.44μH;L m =197.53μH;C rp =31.17nF㊂基于以上设计工况,输出300V 和输出200V的仿真波形如图13所示㊂仿真调制策略是超前MOSFETs 和滞后MOSFETs 采用死区时间互补为了更容易实现ZVS㊂表2㊀谐振腔候选参数Table 2㊀Resonant tank candidate parameters品质因数Q 电感比k 谐振电感L rp /μH 谐振电容C rp /nF 励磁电感L m /μH 谐振电容峰值电压U Crp_max /V U out =300V 和U out =200V 时谐振电流有效值/A U out =300V 和U out =200V 时关断电流/A f n 在U out =300V 0.45 2.572.5624.24181.41434.5 3.98 2.15 2.43 1.810.7370.4364.5027.27193.50394.23.90 2.09 2.30 1.660.7060.35 3.556.4431.17197.53361.76 3.88 2.08 2.37 1.560.6780.3448.3836.36193.50325.22 3.95 2.11 2.69 1.590.6510.254.540.3143.64181.41291.49 4.05 2.17 3.01 1.710.6310.2532.2554.54161.25257.84.342.313.771.970.613511第10期金㊀涛等:基于宽范围增益和效率的LLC 谐振变换器设计方法㊀㊀图13(a)为输出300V,图13(b)为输出200V,ZVS 能够在整个负载范围内实现㊂其中超前死区时间被设置为0.4μs,滞后死区为0.6μs㊂根据理论设计结合仿真结果可以得到满足增益范围下,最佳优化关断损耗和导通损耗的谐振腔参数㊂图13㊀LLC 仿真关键稳态波形Fig.13㊀LLC simulates critical steady-state waveforms为了验证所提设计理论的正确性和有效性,搭建了实验样机,其参数如表3所示㊂样机中谐振腔参数无法和仿真参数完全一样,这是因为无法做出完全一致的电感值和专门定做电容值并且存在电路寄生参数的影响㊂但是由于谐振腔参数相差非常小,这并不会影响所设计的谐振腔特性㊂由于变压器漏感的存在,这一部分将被串联计算在励磁电感的感值中㊂为了展示所设计谐振腔的性能,需要给出变换器在PFM 时最高增益和最低增益和FF-PSM 时最低增益点㊂实验稳态波形如图14~图16所示㊂表3㊀样机参数Table 3㊀Parameters of the prototype㊀㊀参数数值尺寸/型号谐振电感L rp /μH 56EE42PC40变压器TX 的L m /μH197EE55PC40谐振电容C rp /nF 32CBB 飞跨电容C f /nF0.2CBB原边开关管Q 1~Q 4 TK31NW60W5整流二极管D 11~D 16 APT30DQ60BG DSPTMS320F28379图14(a)是PFM 下满载和轻载输出300V 的稳态波形图;图14(b)是各自软开关实现的波形图,其中:U ab 是半桥逆变输出在谐振腔两端的电压;u gs 是加在开关管GS 两端电压;u ds 是加在开关管DS 两端电压;i p 是谐振电流;U out 是输出电压㊂为更好地实现ZVS 设置死区时间为0.4μs㊂样机输出600W 工作在f n =0.66,输出300W 工作在f n =0.68,这验证了前面分析中负载越轻,电压增益越高,这使得全负载范围都可以达到所设置的峰值电压增益㊂U ab =1/2U in 为200㊁0㊁-200V 并且u ab 相位超前i p ,这是实现软开关必要条件㊂在LLC 谐振时二次侧整流二极管实现ZCS,i p 不同于仿真,存在明显振荡,这是因为副边二极管寄生电容和变压器寄生电容与电路产生谐振导致㊂在图14(b)分别展示了满载和轻载超前MOSFET 和滞后MOSFET 软开关实现的稳态波形图,且U ds 被钳位至输入电压一半㊂图14㊀输出300V 实验稳态波形Fig.14㊀Experiment with steady-state waveformsat U out =300V611电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图15(a)是PFM 下满载和轻载输出200V 的稳态波形图,图15(b)是各自软开关实现的波形图㊂死区时间为0.4μs㊂样机输出267W 和输出134W 工作在f n =0.95㊂谐振频率轻微不同于理论值,这是电路的寄生参数和基波分析法误差导致㊂同样地,U ab =1/2U in ㊂在图15(b)分别展示了满载和轻载超前MOSFET 和滞后MOSFET 软开关实现的稳态波形图,且U ds 被钳位至输入电压一半㊂图15㊀输出200V 实验稳态波形Fig.15㊀Experiment with steady-state waveformat U out =200V图16(a)是FF-PSM 下满载和轻载输出120V 的稳态波形图,图16(b)是各自软开关实现的波形图㊂为了保证实现二次侧ZCS,f n 被设为0.95㊂输出96W 时,移相占空比为0.59,输出48W 时,移相占空比为0.61㊂从图16(a)中可以看出由于输出功率低,滞后MOSFETs 开通时i p 很小,这对MOSFETs 的ZVS 实现带来了很大挑战㊂因此一般在FF-PSM 下滞后MOSFETs 的死区时间要大于超前MOS-FETs,这里超前MOSFETs 死区时间为0.4μs,滞后MOSFETs 死区时间为0.6μs㊂图16(b)分别展示了满载和轻载超前MOSFET 和滞后MOSFET 软开关实现的稳态波形图,且u ds 被钳位至输入电压一半㊂超前MOSFET 的ZVS 实现理想,但是由于滞后MOSFET 电流过小,导致ZVS 只能勉强实现㊂若是为了实现更好的ZVS 效果,可以提高成本采用Sic MOSFET 替代MOSFET㊂实测样机工作频率为79.2~114kHz,基于所提谐振腔设计方法满足了电压增益且缩小了频率调节范围在混合调制策略下㊂该方法优化了变压器的设计尺寸㊂图16㊀输出120V 实验稳态波形Fig.16㊀Experiment with steady-state waveform atU out =120V图17是传统LLC 谐振腔和所提LLC 谐振腔在不同输出功率下的效率曲线图,二者在相同环境下测试得到和输出电压是120~300V㊂传统设计方法为了扩大增益范围降低k 值,这导致励磁电感降低而损耗增大,而所提方法只针对f n <1的情况,权衡k ㊁Q 对增益和kQ 对谐振电流和关断电流的影响,选出兼顾电压增益和损耗的谐振腔应用在混合调制策略㊂在达到最高效率点时,样机效率为96.2%㊂从图17中可以看出,在PFM 模式下随着远离谐振点时,效率逐渐降低,这是因为能量环流时间增加,损耗增大㊂在FF-PSM 随着移相角的增加,效率逐渐降低㊂图17㊀样机效率曲线图Fig.17㊀Prototype efficiency curve711第10期金㊀涛等:基于宽范围增益和效率的LLC 谐振变换器设计方法。
LLC谐振变换器的设计
LLC谐振变换器的设计一、本文概述本文旨在深入探讨LLC谐振变换器的设计原理、方法及其在实际应用中的优化策略。
LLC谐振变换器作为一种高效、稳定的电力电子转换设备，广泛应用于电力系统中，尤其在高压直流输电、分布式能源系统和电动车充电等领域具有显著优势。
本文将首先概述LLC谐振变换器的基本原理，包括其工作原理、主要特性以及与传统变换器的比较。
接下来，本文将详细介绍LLC谐振变换器的设计过程，包括关键参数的选取、电路拓扑的选择、控制策略的制定等。
在此基础上，文章将分析设计过程中可能遇到的问题，如谐振频率的选择、磁性元件的优化、热设计等，并提出相应的解决方案。
本文还将关注LLC谐振变换器的性能优化问题。
通过对变换器效率、动态响应、稳定性等关键性能指标的分析，探讨如何通过改进电路设计、优化控制策略、提升制造工艺等手段，实现LLC谐振变换器性能的提升。
本文将总结LLC谐振变换器的设计要点和实际应用中的挑战，为相关领域的研究人员和工程师提供参考和指导。
本文希望通过系统性的分析和深入的讨论，推动LLC谐振变换器技术的发展和应用范围的拓展。
二、LLC谐振变换器的基本原理LLC谐振变换器是一种结合了串联谐振和并联谐振特性的高效电力转换设备。
它的工作原理主要基于谐振现象，通过在特定的频率下激发电路中的电感和电容形成谐振，从而实现能量的高效传输和转换。
LLC谐振变换器主要由输入滤波电容、谐振电感、谐振电容、变压器以及整流滤波电路等部分组成。
在正常工作状态下，变换器通过控制开关管的开关状态，使谐振电感和谐振电容形成串联谐振，从而实现输入电压到输出电压的转换。
同时，由于谐振电容的存在，变换器在轻载或空载时，谐振电容与变压器漏感形成并联谐振，使得变换器具有软开关的特性，减小了开关损耗，提高了整体效率。
LLC谐振变换器的设计关键在于谐振频率的选择和控制。
谐振频率的确定需要考虑电路参数、开关管的特性以及输入和输出电压的需求。
通过合理的设计和优化，可以实现变换器在宽负载范围内的高效运行。
LLC谐振变换器的简化时域分析及参数设计
LLC谐振变换器的简化时域分析及参数设计LLC谐振变换器的简化时域分析及参数设计摘要：LLC谐振变换器是一种新型高效率、高性能的直流-直流变换器，具有输入输出电压和功率滑模控制、过零电压开关和损耗等特点。
与传统电压型、电流型转换器相比，LLC谐振变换器具有更低的开关损耗和更窄的频率溢出带宽，具有越来越广泛的应用。
本文简要介绍了LLC谐振变换器的工作原理及其应用领域，深入分析了LLC谐振变换器的简化时域模型及其参数设计方法，并通过MATLAB电路仿真验证了理论的正确性和准确性。
本文的研究为LLC谐振变换器的优化设计和控制提供了技术支持和理论基础。
关键词：LLC谐振变换器，时域分析，简化模型，参数设计，MATLAB仿真一、引言随着科技的不断发展和应用的广泛推广，对于高性能、高效率电力电子转换器的需求也越来越大，尤其在新能源领域的应用更是如此。
目前，随着新型电力电子器件的不断涌现和功能不断升级，电力电子转换器也在向着高效率、小体积、高性能等方向不断发展。
其中，LLC谐振变换器作为一种新型的高效率转换器，具有越来越广泛的应用前景。
二、LLC谐振变换器的工作原理及应用领域LLC谐振变换器是一种新型的直流-直流变换器，它在工作过程中利用并联电容、电感和谐振电容实现高效率的电力转换。
与传统的电压型和电流型转换器相比，LLC谐振变换器具有低开关损耗、低电磁干扰、窄频带溢出等优点，因此被广泛应用于新能源领域、工业自动化、医疗设备等领域。
LLC谐振变换器的基本电路如图1所示。
其中，L1和C1组成串联谐振网络，L2和C2组成并联谐振网络，用于实现高效率的功率转换。
电路的工作原理是在开关管K1和K2逆/正串联谐振的共振状态下，使得LLC谐振变换器的输出电压和输出电流产生一定的滞后关系，从而实现电力转换。
（图1：LLC谐振变换器基本电路图）三、LLC谐振变换器的简化时域模型及参数设计LLC谐振变换器是一种复杂的非线性电子电路，其精确模型具有较高的难度。
LLC谐振变换器参数设计精品
LLC谐振变换器参数设计1电路概述图1为半桥结构的LLC谐振变换器的主电路拓扑，两个主开关S1和S2构成一个半桥结构，其驱动信号均是固定0.5占空比的互补信号，串联谐振电感Ls、串联谐振电容Cs和并联谐振电感Lp构成LLC谐振网络。
该谐振网络连接在半桥的中点和地之间，因此谐振电容Cs也起路，整流二极管直接连接到输出电容C。
上。
当并联电感Lp上的电流iLp大于谐振槽路上的电流ip时，电流ipl大于零，原边向副边输送能量，同时并联电感两端电压被箝位，参与谐振的Ls和串联谐振电容Cs,此时的谐振频率称为串联谐振频率,记作fs;当并联电感上的电流iLp在其上箝位电压的作用下线性上升到与谐振槽路电流ip 相同时，电流ipl减小到零，原边不再对副边传输能量，此时并联谐振电感Lp与串联谐振电感Ls、串联谐振电容Cs —起参与谐振，其谐振频率称为串并联谐振频率，记做fmo 当开关管的工作频率小于fm时，变换器工作在容性状态；当开关频率处于fm和fs之间时，变换器工作在感性且副边整流二极管处于零电流关断状态；当开关频率大于fs时，零电流关断条件不再存在，LLC等同于一般的串联谐振电路。
图1 LLC谐振变换器的主电路2 LLC变换器的建模和参数设计开关管S1和S2互补导通，在vAB上形成一方波电压；因为输出恒定，所以通过全波整流电路和屮间抽头变压器等效到变压器原边同样形成一个方波电压，如图2所示为LLC谐振变换器的交流等效电路。
-个隔直的作用。
在变压器副边，整流二极管D1和D2组成屮间抽头的整流电只有串联谐振电感图2屮RAC为电压型负载全波整流电路的交流等效负载77-用交流分析法可得到交流基波电压增益：G - F- - 11 k 1 K J 17 阳ZirfRG式中:k为系数,k=Lp/Ls ；fs为谐振频率f为开关频率。
而Ein和Eo分别为输入、输出电压基波有效值，其值为Q- \ J串联谐振电路品质因数经推导直流增益为根据以上推导的直流增益解析式，再采用Mathcad得到直流增益与工作频率的关系如图3所示。
LLC谐振变换器设计要素
LLC谐振变换器设计要素
首先，拓扑选择是LLC谐振变换器设计的首要考虑因素。
目前常见的LLC谐振拓扑有半桥LLC谐振拓扑和全桥LLC谐振拓扑。
半桥LLC谐振拓扑适用于输出电压较低的应用场合，全桥LLC谐振拓扑适用于输出电压较高的应用场合。
其次，电感和电容的选择对LLC谐振变换器的性能有重要影响。
电感的选择应根据输入电压范围和输出功率来确定，若输入电压范围较宽或输出功率较大，需要选择较大的电感。
电容的选择应根据输出电压范围和输出功率来确定，若输出电压范围较宽或输出功率较大，需要选择较大的电容。
然后，控制策略是LLC谐振变换器设计的核心。
常见的控制策略有基于固定频率的控制和基于变频的控制。
基于固定频率的控制可以实现简单的控制算法，但存在固定频率损耗峰的问题；而基于变频的控制可以实现零电压开关转换，提高转换效率，但需要更复杂的控制算法。
此外，谐振频率的确定也是LLC谐振变换器设计的关键因素。
谐振频率的选择应根据输入电压范围和输出功率来确定，通常应选择在20kHz到100kHz之间。
最后，LLC谐振变换器的设计还需要进行谐振谐波分析。
谐振谐波分析可以帮助设计者了解各个元件之间的谐振关系，避免谐振峰值过高或频率偏移较大的问题，从而保证谐振变换器的性能稳定和可靠。
综上所述，LLC谐振变换器设计要素包括拓扑选择、电感和电容的选择、控制策略、谐振频率的确定、谐振谐波分析等。
合理选择这些设计要
素，并进行相关的分析和优化，可以设计出高效率、高功率密度的LLC谐振变换器。
llc谐振变换器的设计目标及内容
llc谐振变换器的设计目标及内容下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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LLC谐振电路工作原理及参数设计
2
3
针对该公司LLC谐振电路的拓扑结构，进行了详细的分析，包括输入、输出端口设计、磁性元件选择等。
电路拓扑
深入探讨了LLC谐振电路的工作原理，包括工作模态、阻抗特性、传输特性等。
工作原理
根据分析结果，针对该LLC谐振电路的设计进行了优化，提高了电路性能和效率。
设计优化
03
参数优化
针对该产品中LLC谐振电路的性能测试结果，对元件参数进行了优化设计，以提升电路性能。
体积和成本
转换效率，包括轻载和重载下的效率
电磁干扰(EMI)性能
根据实际工程经验，结合电路拓扑、控制方式、磁性元件等关键因素，进行多方案尝试和对比实验验证
优化方法选择
利用仿真软件进行电路性能仿真，通过调整元件参数、改变控制策略等方式，得到最优电路控制策略和元件参数组合
运用数学方法，如梯度下降法、遗传算法等，结合电路性能数学模型，求解最优电路控制策略和元件参数组合
LLC谐振电路工作原理
LLC谐振电路因其高效率、高可靠性、低噪声等优点，被广泛应用于通信、电力电子、自动化控制等领域。
特别是在通信领域，由于其高效节能、体积小、重量轻等优势，LLC谐振电路已成为基站、交换机、路由器等通信设备的首选电源解决方案。
LLC谐振电路应用场景
LLC谐振电路元件参数设计
02
xx年xx月xx日
《llc谐振电路工作原理及参数设计》
目录
contents
LLC谐振电路概述LLC谐振电路元件参数设计LLC谐振电路仿真与分析LLC谐振电路优化设计LLC谐振电路制作与调试LLC谐振电路案例分析
LLC谐振电路概述
01
LLC谐振电路是一种高频、高压、大功率的开关电源变换器，由两个电感（一个主电感，一个辅助电感）和两个电容（一个主电容，一个辅助电容）组成。
LLC谐振变换器参数设计精品
LLC谐振变换器参数设计精品LLC谐振变换器是一种高效的DC-DC变换器拓扑结构，广泛应用于电力电子领域，具有输入输出电压高、效率高、电磁干扰小等优点。
在LLC 谐振变换器的设计中，参数的选择至关重要，本文将从LLC谐振变换器的基本工作原理、参数设计的目标和方法等方面进行详细的介绍。
一、LLC谐振变换器的基本工作原理1.谐振电容C和谐振电感L形成与谐振频率f相对应的谐振回路，使得谐振电感L在正半周产生负电流，将储能转移到谐振电容C中。
2.谐振电容C通过桥臂与输入电源相连接，变压器将输入电压Vi降为变压器次级侧的电压Vo。
3.三角形换频开关之间的谐振电容C和谐振电感L共同形成LLC谐振网络，使电流在上、下三角形开关之间流向分别为零，实现开关管和二极管的软开关。
二、LLC谐振变换器参数设计的目标1.实现指定的输出电压Vo和输出电流Io。
2.实现高效率的能量转换。
3.降低开关管和二极管的开关损耗。
4.尽量减小输出滤波电容和滤波电感的尺寸和成本。
三、LLC谐振变换器参数设计的方法1.谐振频率f的选择：谐振频率f的选择应考虑输入电压的范围和输出电流的动态响应。
一般来说，谐振频率应选择在几十千赫兹到几百千赫兹之间，以获得较高的效率和较小的谐振元件尺寸。
2.谐振电容C的选择：谐振电容C的选择应考虑谐振频率和谐振电感L。
一般来说，谐振电容C应选择为电感L的倒数乘以4π的平方，即C=1/(4π^2f^2L)。
此外，还需要考虑电容的电压和电流容量。
3. 谐振电感L的选择：谐振电感L的选择应考虑输入电压Vi的范围和输出电流Io的需求。
一般来说，谐振电感L的值应大于输出电流Io除以开关频率fs的一半，即L>Io/(2fs)。
此外，还需要考虑电感的饱和电流和电感的频率特性。
4.变压器参数的选择：变压器的参数包括变比、漏感和绕组电阻。
变比的选择应根据输入电压Vi和输出电压Vo的比值，以及功率变换的需求。
漏感的选择应考虑谐振频率和输入电压的范围，以降低谐振电容C的尺寸。
LLC谐振变换器的设计
根据开关管的开关频率Ｚ和频率为ｆ的谐振电感电流ｆＤ波形，串联谐振变换 器可以分为三种工作方式：当Ｚ＜Ｚ，２时，变换器工作在谐振电感电流ｉｐ断续 的方式下：当Ｚ／２＜Ｚ＜Ｚ时，变换器开关频率低于谐振频率，工作在谐振电感
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浙江大学硕士学位论文
第一章绪论
浙江大学硕士学位论文
第一章绪论
波电路与负载Ｒ方相串联，ｅ为滤波电容构成滤波电路ｆｌｏ】ｆ１１Ｊｆｌ２】。 输入侧的两个电容ｃ１、ｃ２相等，且容量很大，可认为它们上面的电压恒定，
对输入电压进行分压作用。分压电容不参与谐振过程。在半桥电路中，开关管 ｓｌ和ｓ２为互补导通，但ｓｌ和ｓ２之间设有一定死区时间，以避免直通。当ｓｌ（或 ＤＩ）导通时，ＡＡ＇两点电压Ｖ从’＝Ｖｉｎ／２；当Ｓ２（或Ｄ２）导通时，ＡＡ’两点电压 Ｖ从，＝一Ｖｉ。／２。因此在一个开关周期上，ＡＡ，两点间形成一个对称交流方波电压， 幅值为Ｖｉｎ／２
电感电流为零，当开关导通时，由于电感的限制作用开关管上电流缓慢上升，从
而实现开关管的零电流开通，减小开通损耗，同时改善反并二极管的关断条件，
消除反向恢复问题。由于开关管零电流关断，适合于采用晶闸管器件作为逆变桥
的开关管。不过谐波电流分量有些增加，槽路电流畸变增加。
刊广峙 八 —一一
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LLC谐振变换器的设计要素
LLC谐振变换器的设计要素1.变换器的拓扑结构：LLC谐振变换器由电感（L）、电容（C）和电流驱动器（D）组成。
在设计过程中需要选择合适的元器件，并确定它们的布局和连接方式。
2.谐振频率：谐振频率是LLC谐振变换器的一个重要参数，它决定了变换器的输出特性和性能。
在设计过程中需要选择合适的电感和电容，以使得变换器在所需的谐振频率下运行。
3.功率转换效率：功率转换效率是衡量LLC谐振变换器性能的重要指标，设计过程中需要考虑如何提高功率转换效率。
例如，可以通过选择合适的开关频率和谐振频率，以及优化电路元件和控制算法来实现。
4.输入和输出电压：LLC谐振变换器能够实现从输入电压到输出电压的转换，设计过程中需要确定所需的输入和输出电压，并选择合适的电路元件和控制策略来实现所需的电压转换。
5.控制策略：LLC谐振变换器的控制策略对其性能和稳定性有重要影响。
在设计过程中需要选择合适的控制策略，例如经典的固定频率脉宽调制控制（PWM）或基于频率调制的控制（FM）。
6.电路保护：在设计LLC谐振变换器时，还需要考虑电路保护措施，以防止可能的故障或异常情况对电路元件和系统的损害。
例如，可以通过使用过流保护、过温保护和电压保护等措施来增强电路的可靠性和安全性。
7.噪声和EMI：LLC谐振变换器在工作过程中会产生噪声和电磁干扰（EMI），这可能对其他电子设备造成干扰并影响系统性能。
在设计过程中需要采取适当的措施来减少噪声和EMI，例如使用滤波器和屏蔽材料等。
8.温度管理：高功率LLC谐振变换器会产生大量热量，因此在设计过程中需要考虑温度管理措施，以防止温度过高对电路元件和系统性能造成损害。
这可以通过使用散热器、风扇和热管等散热措施来实现。
综上所述，LLC谐振变换器的设计要素包括变换器拓扑结构、谐振频率、功率转换效率、输入和输出电压、控制策略、电路保护、噪声和EMI、温度管理等。
通过合理选择元器件、优化电路布局和控制算法，可以实现高效率、稳定运行和安全可靠的LLC谐振变换器设计。
LLC谐振变换器参数设计精品
LLC谐振变换器参数设计精品首先，LLC谐振变换器的参数设计需要考虑以下几个方面：输入和输出电压、频率、功率、效率、开关频率、磁性元件和电容等。
输入和输出电压是LLC谐振变换器的基本参数之一、输入电压决定了系统能否正常工作，稳定的输入电压是保证系统稳定性的前提。
输出电压则是根据具体应用需求来确定的，需要根据负载要求和系统功率需求来选择。
频率是LLC谐振变换器的另一个重要参数。
频率不仅决定了系统的工作状态，还影响了输出波形和效率。
通常情况下，选择合适的谐振频率可以提高系统的效率和稳定性。
功率是LLC谐振变换器设计中关键的参数之一、根据所需的输出功率和电压，可以确定变换器的输入功率，进而选择适合的开关器件和磁性元件。
在设计过程中，需综合考虑功率损耗、效率等因素。
效率是衡量LLC谐振变换器性能的重要指标。
合理的参数设计可以提高系统的效率，同时减少能量损失。
在参数设计中，需注意选取合适的电容、电感和开关频率等。
开关频率是LLC谐振变换器中需要考虑的另一个重要参数。
合适的开关频率可以提高系统的功率密度和效率。
但是过高的频率会增加开关损耗，过低的频率则会增加磁性元件的体积和重量。
磁性元件包括变压器和电感。
变压器的参数设计需要考虑输入输出电压比例、功率以及频率等因素。
电感的参数设计需要根据所需的电流和输出功率来选择。
合理的磁性元件设计可以提高系统的效率和稳定性。
最后，电容的参数设计也需要考虑进来。
合适的电容可以提高系统的稳定性和效率。
电容的选择需要综合考虑系统的频率和功率等因素。
综上所述，LLC谐振变换器的参数设计需要综合考虑输入和输出电压、频率、功率、效率、开关频率、磁性元件和电容等多个因素。
合理的参数设计可以提高系统的稳定性和性能，保证系统的正常工作。
LLC谐振变换器谐振参数优化设计
马创明（１９９７—），男，硕士研究生，研究方向为电气工程。
黄海宏（１９７３—），男，教授，研究方向为电力电子技术。
常文婧（１９８８—），女，硕士，研究方向为电力系统自动化。
基金项目：合肥工业大学智能制造技术研究院２０１９年度科技成果转化及产业化重点项目（ＩＭＩＣＺ２０１９００６），高等学校学科创新引智计划资助（ＢＰ０７１９０３９）ＬＬＣ谐振变换器谐振参数优化设计马创明１， 黄海宏１， 常文婧２（１．合肥工业大学电气与自动化工程学院，安徽合肥 ２３０００９；２．国网安徽省电力有限公司检修分公司，安徽合肥 ２３００００）摘 要：ＬＬＣ谐振变换器拓扑具有结构简单、效率高、功率密度大、集成化便利等优势，在中大功率直流电源中被广泛应用，但谐振过程较为复杂。
采用单向ＬＬＣ谐振变换器基本拓扑，提出ＬＬＣ谐振参数明确的优化设计方法。
通过实验样机在开环调试下，得到欠谐振和过谐振状态下的实验波形，通过变压器一次侧开关管零电压开通（ＺＶＳ）和二次侧整流管零电流关断（ＺＣＳ）及直流增益的实现，验证谐振参数优化设计的合理性和普遍适用性。
关键词：ＬＬＣ；谐振参数；基波分析法；零电压开通（ＺＶＳ）；零电流关断（ＺＣＳ）中图分类号：ＴＭ４６ 文献标志码：Ａ 文章编号：２０９５ ８１８８（２０２１）１１ ００６７ ０６ＤＯＩ：１０．１６６２８／ｊ．ｃｎｋｉ．２０９５ ８１８８．２０２１．１１．０１０ＰａｒａｍｅｔｅｒＯｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎＤｅｓｉｇｎｏｆＬＬＣＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒＭＡＣｈｕａｎｇｍｉｎｇ１， ＨＵＡＮＧＨａｉｈｏｎｇ１， ＣＨＡＮＧＷｅｎｊｉｎｇ２（１．ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ，ＨｅｆｅｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｈｅｆｅｉ２３０００９，Ｃｈｉｎａ；２．ＳｔａｔｅＧｒｉｄＡｎｈｕｉＭａｉｎｔｅｎａｎｃｅＣｏｍｐａｎｙ，Ｈｅｆｅｉ２３００００，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｔｏｐｏｌｏｇｙｈａｓｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｓｉｍｐｌｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｈｉｇｈｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙ，ｅａｓｙｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，ｅｔｃ．，ａｎｄｉｓｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｉｎｍｅｄｉｕｍａｎｄｈｉｇｈｐｏｗｅｒＤＣｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｐｒｏｃｅｓｓｉｓｃｏｍｐｌｅｘ．Ｔｈｅｂａｓｉｃｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆｏｎｅ ｗａｙＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓａｄｏｐｔｅｄ，ａｎｄｔｈｅｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｗｉｔｈｃｌｅａｒＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｕｎｄｅｒｒｅｓｏｎａｎｔａｎｄｏｖｅｒ ｒｅｓｏｎａｎｔｕｎｄｅｒｏｐｅｎ ｌｏｏｐｄｅｂｕｇｇｉｎｇａｒｅｏｂｔａｉｎｅｄｂｙｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｐｒｏｔｏｔｙｐｅ．ＴｈｅｒａｔｉｏｎａｌｉｔｙａｎｄｕｎｉｖｅｒｓａｌａｐｐｌｉｃａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｐａｒａｍｅｔｅｒｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｄｅｓｉｇｎａｒｅｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆＺＶＳｏｆｔｈｅｐｒｉｍａｒｙｓｉｄｅｓｗｉｔｃｈｔｕｂｅａｎｄＺＣＳｏｆｔｈｅｓｅｃｏｎｄａｒｙｓｉｄｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒｔｕｂｅａｎｄＤＣｇａｉｎ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＬＬＣ；ｒｅｓｏｎａｎｃｅｐａｒａｍｅｔｅｒ；ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｗａｖｅａｎａｌｙｓｉｓ；ＺＶＳ；ＺＣＳ０ 引 言与传统脉宽调制（ＰＷＭ）变换器不同，ＬＬＣ是通过调节开关频率来输出恒定的谐振电路。
LLC谐振变换器设计与优化
LLC谐振变换器设计与优化廖鸿飞（fly)11 LLC的工作原理22 LLC的参数设计33 LLC的设计步骤LLC的工作原理LLC 拓扑结构输入变换谐振网络整流输出112r r r f L C π=212()r r m rf L L C π=+软开关原理IrVm当频率高于谐振频率，谐振网络将呈现感性，即电流滞后于电压，因此下管关断开关后，谐振电流将从Q1的寄生体二极管流过，使得Q1能实现ZVS。
谐振槽路的输入为方波，有效值为：通过对其进行傅里叶分解得到其基波分量：2()sin(2)iFHA dc s V t V f t ππ=2iFHA dcV V π=LLC 的等效分析此分析同样适用于全波整流：RLD3D4D1D2C1AC 1V1acI oI LLC 整流输出电流为正弦波，因此：222Io Ip Iac(rms)ππ==即：Iac(rms)Io22π=由功率守恒可得：oFHA 22Eac(rms)V Vo π==因此等效负载：L22Eac(rms)8Vo 8Rac R Iac(rms)Io ππ===L28Roac R π=因此折算至原边的等效负载：2L2n 8Rac R π=LLC 的等效分析因此谐振网络增益:22221(,,)111(1)()n n n nM f k Q Q f k kf f =+-+-输入输出关系:在复频域中，LLC 电路可以简化为:o m acin r m acrV SL //R M 1V SL SL //R SC ==++LLC 的增益曲线LLC 有三种工作模式：1s r f f =，1s r f f >和21r s r f f f <<在三种工作模式中有不同的特性，应根据设计要求进行选择。
三种模式特点1s r f f =1s r f f >21r s r f f f <<最理想的情况，谐振网络增益为1，负载变化不影响输出电压。
谐振网络增益小于1，增益曲线平缓，负载调节特性较差。
双向CLLLC_谐振变换器设计
随着科学技术发展，能源问题成为讨论的焦点，为了节约不可再生能源，响应“碳达峰”和“碳中和”战略决策，业内逐渐使用新能源代替不可再生能源，从而减少碳排放量[1-2]。
大功率隔离型双向DC-DC 变换器可以实现直流电能变换的功能，具有高效率、高功率密度等优点，广泛应用于电动汽车、可再生能源发电等领域[3]。
双向DC/DC 拓扑分为隔离型和非隔离型，非隔离型拓扑包括Buck-Boost 变换器、Sepic-Zeta 变换器等，以上变换器一般应用于小功率场合，难以实现软开关，会影响整机效率。
由于该文设计的双向DC/DC 变换器需要高效、宽范围输出，双向CLLLC 谐振变换器是由LLC 谐振变换器拓扑演变而来的，具有软开关的特性，副边增加了1个LC 谐振网络，可以实现能量的双向流动和升/降压[4]。
因此，采用对称型CLLLC 谐振变换器既可以满足宽范围输出的要求，也可以在全输出范围内实现软开关，从而提高整机效率。
CLLLC 谐振变换器可以提高充电桩电能传输效率，还可以实现电气隔离，保障充电桩安全、可靠。
1 电路模态与控制策略1.1 双向CLLLC 拓扑分析CLLLC 变换器存在2个不同谐振频率：1） 串联谐振频率f m 。
该频率是由元件L r 、C r 和变压器励磁电感L m 谐振获得的。
2） 串联谐振频率f r 。
该频率是由元件L r 、C r 谐振获得的，此时L m 被输出电压箝位。
2个串联谐振频率分别如公式（1）、公式（2）所示。
fr（1）（2）fm 与其他拓扑不同，双向CLLLC 谐振变换器并不是通过调节占空比来控制输出信号，而是通过调节开关管的频率来控制输出信号，根据频率之间的大小关系（如图1所示），可以将变换器分为3个工作区间。
工作区间一为欠谐振状态，此时开关频率与谐振频率的关系为f m <f s <f r 。
工作区间二为谐振状态，此时开关频率与谐振频率的关系为f s =f r 。
LLC谐振变换器设计与优化
LLC谐振变换器设计与优化
在进行LLC谐振变换器的设计和优化时，需要考虑以下几个关键要素：
1.谐振电感和电容的选择:要保证谐振电感的值适当，以实现谐振频
率的匹配。
电感元件一般使用磁性材料制成，可以通过计算确定所需的电
感值。
谐振电容的选择要考虑其能够提供所需的谐振电流，同时要注意其
电压容忍度和ESR值。
2.开关管的选择:开关管的选择要考虑到其导通和关断损耗，以及其
承受的电压和电流。
常用的开关管有MOSFET和IGBT，根据具体需求选择。
3.控制策略的选择:LLC谐振变换器的控制方式通常有固定频率和变
频两种。
固定频率控制适用于稳定负载，而变频控制适用于负载变化范围
较大的情况。
同时还需要考虑输入和输出电流的控制，以及过温、过电压、过电流等保护功能。
4.滤波器的设计:由于LLC谐振变换器工作时会产生谐振波形，需要
设计适当的滤波器来抑制谐振电压和电流，减小EMI的影响。
滤波器一般
由LCL结构组成，其中L是输出端的滤波电感，C是输入输出端的滤波电容。
5.效率和损耗的优化:在设计LLC谐振变换器时，要充分考虑各种损耗，如开关管的导通与关断损耗、谐振元件的压降损耗、磁性元件的损耗等。
通过优化设计和控制策略，可以提高转换效率，减小损耗。
以上是LLC谐振变换器设计与优化的一些关键要素和考虑因素。
在实
际应用中，还需要根据具体的电源系统需求和设计目标进行参数选择和优化，以实现最佳的性能和效率。
LLC谐振变换器的设计要素
LLC谐振变换器的设计要素一个完整的LLC谐振变换器的设计涉及到多个要素，下面将详细介绍主要的设计要素。
1.变换器拓扑选择：LLC谐振变换器的最常见拓扑结构有LLC半桥拓扑、LLC全桥拓扑、LLC两段拓扑等。
选择合适的拓扑结构是设计的第一步，需要综合考虑功率需求、效率、成本和可靠性等因素。
2.谐振电容(Cr)和电感(Lr)的选择：选择合适的谐振电容和电感是LLC谐振变换器设计的关键。
谐振电容和电感的参数决定了谐振频率、能量存储和传输能力。
常见的谐振电容包括铝电解电容和聚丙烯薄膜电容，而谐振电感可由磁性材料绕制而成。
3.谐振电容和电感的参数设计：谐振电容和电感的参数设计需要综合考虑谐振频率、开关功率和损耗等因素。
通常使用频率分割法和谐振电容参数等式来确定合适的参数。
4.输入滤波：输入滤波器的设计可以有效地减小输入电流的峰值和谐振波形，从而减少电源电容的需求，并降低电磁干扰。
5.输出滤波：输出滤波器可以提供稳定的输出电压，并减小输出纹波电流和电压。
输出滤波器一般包括输出电感和输出电容，其参数设计需要综合考虑输出电压的纹波要求和滤波器的损耗。
6.控制策略：LLC谐振变换器的控制策略一般采用PWM控制或多谐振控制。
PWM控制通过调整开关管的开关频率和占空比来实现稳定的输出电压。
多谐振控制则通过调整谐振电容和电感的参数来实现高效的功率转换。
7.开关器件的选择和驱动：开关器件的选择影响了谐振变换器的效率、功率密度和可靠性。
常见的开关器件有MOSFET、IGBT和SiCMOSFET等。
驱动电路的设计需要综合考虑开关器件的特性和谐振变换器的控制策略。
8.热管理：由于LLC谐振变换器在工作过程中会产生较大的功率损耗，因此热管理也是设计的重要方面。
合理的散热设计可以提高变换器的可靠性和寿命。
9.保护电路：为了保护谐振变换器免受电流过载、过电压和过温等不良工作状态的影响，需要设计合适的保护电路，包括过流保护、过压保护和温度保护等。
LLC谐振变换器的参数设计
Science &Technology Vision科技视界0引言由于LLC 谐振变换器可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压开关,副边整流二极管能够实现零电流关断,这样产生的电磁干扰小,容易满足开关电源高效率、高功率密度的要求,得到了越来越多的研究与应用[1-2]。
但是LLC 谐振变换器电路特性比较复杂,这也导致其参数设计较为复杂抽象,阻碍了LLC 谐振变换器的实际应用[3-4]。
本文给出了LLC 谐振网络的参数设计与优化的方法,并通过实验对该参数设计方法进行了验证。
1拓扑结构图1给出了半桥LLC 谐振变换器的主电路拓扑,Q 1、Q 2为理想开关管,D 1、D 2为其体二极管,C oss 1、C oss 2为相应的寄生电容,L r 为谐振电感、C r 为谐振电容,L m 为变压器激磁电感,D R 1、D R 2为整流二极管。
图1LLC 谐振变换器拓扑谐振网络由3个谐振元件:L r 、L m 和C r 组成,因此该谐振网络存在不同的谐振频率。
当L r 和C r 谐振时,其谐振频率为:f r =12πL r C r√(1)当L r 和L m 串联,与C r 谐振,此时的谐振频率为:f m =12π(L r +L m )C r√(2)由于L m 取值一般为L r 的数倍,因此f m 比f r 小很多。
f m 和f r 将整个开关频率区间划为3个部分,即f s <f m ,f m <f s <f r 以及f s >f r 。
2工作原理通常LLC 谐振变换器工作在f m <f s <f r 以及f s >f r 区间。
当LLC 谐振变换器工作在f m <f s <f r 频率范围时,一个开关周期可以划分为八个工作模态。
由于后四个工作模态与前四个工作模态类似,这里仅分析其前四个工作模态。
各模态的等效电路如图2所示,图中所示电流方向为参考方向。
双向全桥llc谐振变换器的优化控制与设计
双向全桥llc谐振变换器的优化控制与设计随着科技的不断发展，双向全桥LLC谐振变换器的应用范围越来越广泛。
在工业自动化、新能源、电气车辆等领域都有着广泛的应用。
而在这些应用领域中，优化控制和设计是十分重要的环节。
本文将着重介绍双向全桥LLC谐振变换器的优化控制与设计。
双向全桥LLC谐振变换器是一种特殊的DC/DC变换器，由输入电容、输入电感、LLC谐振电路及输出电容、全桥电路等组成。
在功率转换过程中，通过开关管接通与断开实现输入与输出之间的能量转移。
同时，通过LLC谐振电路的谐振作用，有效地减小了开关损耗，提高了系统的效率及稳定性。
双向全桥LLC谐振变换器的控制方式可分为电压控制和电流控制。
在电压控制中，通过PID控制器实现输入电压与输出电压的稳定控制。
而在电流控制中，通过谐振电路的电流进行控制，实现高效能量转换。
此外，还可以采用PWM（Pulse Width Modulation）技术实现对开关管的简单开关控制。
从设计的角度来看，双向全桥LLC谐振变换器需要具备如下优点：高效率、高可靠性、小体积、低EMI（Electromagnetic Interference）等特点。
在具体的设计过程中，需要考虑到输入电压范围、输出电压范围、输出电流范围和负载变化等因素。
同时，还需要特别注意谐振电路的设计，包括选取合适的谐振电容和电感等元器件，以及对LLC谐振电路的参数进行优化匹配。
在双向全桥LLC谐振变换器的实际应用中，还有一些需要特别注意的问题。
例如，需要对输入电容进行合理分配，以减少输入电容在高频下的损耗；同时需要注意斩波电容与输出电容之间的干扰问题，以及斩波电容在谐振过程中的损耗等。
这些问题都需要在设计和优化控制中予以考虑和解决。
总的来说，双向全桥LLC谐振变换器的优化控制与设计是一个复杂而重要的课题。
只有在充分理解其原理和特性的基础上，才能更好地实现其高效、稳定、可靠的工作。
LLC谐振变换器研究与设计.
ＬＬＣ
ｌｏａｄｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒＣａｌｌａｃｈｉｅｖｅｚｅｒｏｖｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ｚｖｓ）ｗｉｔｈａｎｙｌｏｓｓｅｓ，ａｎｄｔｈｅｐｏｗｅｒｃｏｎｄｉｔｉｏｎ，ｗｉｔｃｈｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｒｅｄｕｃｅｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ
Ｈｏｗｅｖｅｒ，ＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｈａｓｓｏｍｅｓｈｏｒｔｃｏｍｉｎｇｓ，ｆｏｒｅｘａｍｐｌｅ，ｔｈｅ
ｔｏｏｅｔｈｏｄｏｆｃｏｎｔｒｏｌｉｓ
ａｄｄｉｔｉｏｎ，ｔｈｅｃｏｍｐｌｉｃａｔｅｄ，ａｎｄｌｏｓｓｅｓｏｖｅｒｌｏａｄｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎｉｓｄｅｓｉｇｎｉｓｄｉｆｆｉｃｕｌｔｙ．Ｉｎｓｗｉｔｃｈｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎｍｕｃｈｈｉｇｈｅｒｂｅｃａｕｓｅｏｆｔｈｅｌａｒｇｅｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ，ｗｉｔｃｈａｌｓｏａｆｆｅｃｔｓｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｆｏｒｔｈｅｓｅｒｅａｓｏｎ，ｉｔｈａｓｇｒｅａｔｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｃｅｔｏａｎａｌｙｓｉｓｔｈｅＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｇｅｔａｕｓｅｆｕｌｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄ．
利spiee仿真软件对等效电路进行仿真分析变换器的直流增益曲线3基于fha等效模型的分析给出llc谐振变换器谐振参数的设计方法并对实验样机参数进行完整的设计介绍谐振变换器的小信号建模冋题基于扩展描述函数法对llc谐振变换器的小信号模型过程进行了详细的推导并研究了补偿器的设计问题设计并制作一台llc谐振变换器样机通过测试关键波形验证设计的正确性章llc谐振变换器的工作原理尽管llc谐振变换器在电路结构上与传统的谐振变换器较为相似但由于励磁电感参与了谐振过程llc谐振变换器的工作过程较传统的谐振变换器更为复杂
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ｅ伍ｃｉｅｎｃｙ ｏｆｃｏｎｖｅｎｅｒ’Ａｔ ｌａｓｔ，Ｉ ｄｏ
谐振网络
ｌ
Ｖｊｃ
ｌ
Ｖｏ
输出负载
。ｆ
—ｆ
ＩＡ
图１．１谐振变换器结构示意图
Ｌ［Ｌ
．ｆ
Ｉ～
１．１．１串联谐振ＤＣ—ＤＣ变换器 串联谐振变换器由串联谐振环节和整流环节构成，图ｌ，２给出了半桥式串联 谐振变换器的电路拓扑（全桥式结构与之类似）。谐振网络可以通过全桥整流滤
浙江大学硕士学位论文
第一章绪论
波电路与负载Ｒ方相串联，ｅ为滤波电容构成滤波电路ｆｌｏ】ｆ１１Ｊｆｌ２】。 输入侧的两个电容ｃ１、ｃ２相等，且容量很大，可认为它们上面的电压恒定， 对输入电压进行分压作用。分压电容不参与谐振过程。在半桥电路中，开关管 ｓｌ和ｓ２为互补导通，但ｓｌ和ｓ２之间设有一定死区时间，以避免直通。当ｓｌ（或 ＤＩ）导通时，ＡＡ＇两点电压Ｖ从’＝Ｖｉｎ／２；当Ｓ２（或Ｄ２）导通时，ＡＡ’两点电压 Ｖ从，＝一Ｖｉ。／２。因此在一个开关周期上，ＡＡ，两点间形成一个对称交流方波电压， 幅值为Ｖｉｎ／２
３
浙江大学硕士学位论文
第一章绪论
提高开关频率，使开关管工作在频率Ｚ和Ｚ／２之间，。变换器谐振电感的‘转为 连续工作方式，其波形如图１．４所示。开关为硬开通，引起一定的开通损耗；但
关断为零电流关断，关断损耗很小。反并二极管为自然开通但关断时有反向恢复
电流，因此需反并快恢复二极管。可在开关管中串联电感，当开关管开通之前，
本文详尽分析了ＬＬｃ谐振变换器在各个频率范围内的直流稳态特性，特别 是从直观的物理意义上阐述了变换器特性的根源，以此为基础总结出变换器各
参数对变换器运行的影响，给出了变换器参数的具体设计方法，并以一具体设
计要求为例实验验证其可行性。还对变换器损耗的构成进行了详细分析，给出
了损耗的数学模型，以期通过有针对性的努力提高变换器效率。最后结合ＬＬｃ
Ｐａ砌ｅｔｅ格，Ａｎａｌｙｓｉｓ
ｏｆ ＬＯｓｓ，
ｌＩ
浙江大学硕士学位论文
第一章绪论
第一章绪论 １．１谐振变换器
功率谐振变换器是以谐振电路为基本变换单元，利用电路发生谐振时，电流 或电压周期性地过零点，使得开关器件在零电压或者零电流条件下开通或者关 断，从而实现软开关，达到降低开关损耗的目的。 随着现代电力电子技术的发展、高频开关器件的诞生，开关电源向着高频化、 集成化和模块化的方向发展。事实证明，提高开关频率能够减小装置体积，提高 设备的功率密度和可靠性，并且降低开关噪声。谐振变换器由于其能实现软开关， 有效地减小了开关损耗，使得频率能进一步提高，所以在高频功率变换领域得到 广泛的重视和研究。
此ＢＢ’两点间也是一个幅值为圪的方波。整流桥输出电流毛等于槽路电流乇的全
波整流结果，所以整流后的ｆｐ的绝对值…平均值等于厶
根据开关管的开关频率Ｚ和频率为ｆ的谐振电感电流ｆＤ波形，串联谐振变换 器可以分为三种工作方式：当Ｚ＜Ｚ，２时，变换器工作在谐振电感电流ｉｐ断续 的方式下：当Ｚ／２＜Ｚ＜Ｚ时，变换器开关频率低于谐振频率，工作在谐振电感
图１．２
串联谐振Ｄｃ—Ｄｃ变换器拓扑
一般情况下，滤波电容ｅ值相对较大，因此输出电压Ｋ可以认为是一平滑的 真流电压，其值基本保持恒定。当谐振电感上的电流ｆＤ为正时，全桥整流二极管
ＤＲｌ和ＤＲ４导通，谐振电流‘给负载传输能量，ＢＢ’两点电压为Ｋ；当谐振电感 上的电流ｆｐ为负时，全桥整流二极管ＤＲ２和ＤＲ３导通，ＢＢ’两点电压为一虼。因
４
浙江大学硕士学位论文
第一章绪论
Ｉ
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图１．５
Ｚ＞Ｚ时。谐振变换器主要波形
１．１．２并联谐振ＤＣ—ＤＣ变换器
并联谐振ＤＣ—ＤＣ变换器如图１．６所示【１３】【１４１【１５】【１６１。全桥整流电路不是与谐
振网络串联，而是与谐振电容ｅ并联。整流桥输出经Ｌｃ平滑滤波，向负载传送 能量。当谐振电容ｃ，的两端电压为正时，整流桥二极管ＤＲｌ和ＤＲ４导通并流过输 出滤波电感电流Ｌ（输出滤波电感值一般较大，因此流过其的电流可近似看成直 流）；当谐振电容ｅ两端电压为负时，整流桥二极管ＤＲ２和ＤＲ３导通并流过电流 Ｌ。因此流入整流桥的输入电流为方波电流±Ｌ，而整流桥输出电压为谐振电容 ｃ，的两端电压ｖＢ。电压全波整流结果。由于输出滤波电感厶上的电压在一个周期
ｏｒ
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并联谐振变换器（ＳＰＲＣ，Ｓｅ血ｓ—ｐａｒａｌｌｅｌｒｅｓｏｎａｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）。下面就以这三种谐
振变换器分别作简单的介绍。
ｌ－ｎ
—
ｌａｃ
－－
Ｉｏ。 —
整流滤波
交流方波 电压或电 流
ｌ
Ｖ．ｎ
电感电流为零，当开关导通时，由于电感的限制作用开关管上电流缓慢上升，从 而实现开关管的零电流开通，减小开通损耗，同时改善反并二极管的关断条件， 消除反向恢复问题。由于开关管零电流关断，适合于采用晶闸管器件作为逆变桥 的开关管。不过谐波电流分量有些增加，槽路电流畸变增加。
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刊广峙 八 ］＼ ｌ ¨／
仍然形成的是对称方波，但此时整流电路的入端ＢＢ’间的电压已不是对称方波，
所以加在谐振网络上的电压已不是方波电压。当工作在这个模式下，谐振电流ｆＤ 是断续的，因此Ｌｃ谐振槽路电流的峰值较大。开光管为零电流开通，零电压或
零电流关断，寄生二极管为自然开通和关断。通过调节频率来控制输出电压。
１
（２）÷Ｚ＜Ｚ＜，工作模式
浙江大学 硕士学位论文 LLC谐振变换器的设计 姓名：朱立泓 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：徐德鸿 20060501
浙江大学硕士学位论丈
摘要
高频变换是减小功率变换器体积、重量，提高变换器效率、功率密度的有 效途径。从实现上来说，谐振变换器技术相对ＰｗＭ变换器技术．具有开关工 作频率高，开关损耗小、允许输入电压范围宽、效率高、重量轻、体积小、ＥＭＩ 噪声小、开关应力小等优点。而ＬＬＣ谐振变换器以其同时兼具空载工作能力和 谐振槽路电流反映负载轻重的能力而体现出普通串联谐振变换器和并联谐振变 换器无法比拟的优势，因而得到了广泛的应用。 ＬＬＣ谐振变换器是在传统ＬＣ二阶谐振变换器的基础上增加一个并联电感 改进而来的，因此在相对于普通串联、并联谐振变换器在特性上有明显的改善 的同时，它在控制方法、参数设计、输入输出特性调节上却相对复杂，所以提 出一整套行之有效的变换器设计方法对精确控制变换器输出为我们所用确实是 非常重要的。
谐振变换器的结构如图１．１所裂１心。交流方波电压或电流加在谐振网络两
端，产生高频谐振，谐振电压或电流经过整流和滤波后，转变成直流电压或电流， 从而实现直流一直流变换（ＤＣ—ＤＣ）。
谐振变换器有多种不同的分类方法【３】【４】１５ｌ【６ｌ，根据负载与谐振电路的连接关
系，谐振变换器可以分为串联谐振变换器【７】【８】【９１（ｓＲｃ，Ｓｅｒｉｅｓ 并联谐振变换器（ＰＲＣ，Ｐａｒａｌｌｅｌ
束负半周振荡，电流回到零。此时由于开关Ｓ的驱动信号已关断，于是ｆｏ保持为
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ｌ ｌ
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图１．３
ｆ＜Ｚ／２时，谐振电感电流波形
零。当，＝÷，岛导通，电流‘又经历一次振荡，振荡波形与前一个振荡波形关
‘
于水平轴线镜像。在这种情况下虽然开关管在Ｏ．５占空比下互补导通在ＡＡ’点间
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