微波技术基础-阻抗匹配与调谐(1)-2
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微波技术传输线阻抗匹配课件
02
卫星通信：微波技术传输线阻抗匹配在卫星通信中的应用将更加深入
03
雷达技术：微波技术传输线阻抗匹配在雷达技术中的应用将更加广泛
04
医疗设备：微波技术传输线阻抗匹配在医疗设备中的应用将更加广泛
微波技术传输线阻抗匹配的挑战和机遇
挑战：微波技术的不断发展， 对传输线阻抗匹配的要求越 来越高
机遇：随着新材料、新技术 的不断涌现，传输线阻抗匹 配的技术水平不断提高
微波技术传输线阻抗匹 配课件
演讲人
目录
01. 微波技术传输线阻抗匹配原 理
02. 微波技术传输线阻抗匹配实 例
03. 微波技术传输线阻抗匹配实 验
04. 微波技术传输线阻抗匹配发 展趋势
微波技术传输线 阻抗匹配原理
传输线阻抗匹配的重要性
01
保证信号传输的稳定 性：阻抗匹配可以降 低信号传输过程中的 损耗和反射，提高信
阻抗匹配的目的是使信号在传输过 程中损失最小，提高传输效率。
阻抗匹配的方法包括串联、并联、 变压器等。
阻抗匹配的应用包括天线、电缆、 电路板等。
阻抗匹配的方法
串联匹配：通过串联电感或电容， 使传输线阻抗与负载阻抗匹配
变压器匹配：通过变压器，使传输 线阻抗与负载阻抗匹配
并联匹配：通过并联电感或电容， 使传输线阻抗与负载阻抗匹配
挑战：微波技术的广泛应用， 对传输线阻抗匹配的稳定性 和可靠性提出了更高的要求
机遇：随着微波技术的普及， 传输线阻抗匹配的市场需求 不断扩大，为相关企业提供 了更多的发展机会。
谢谢
06
设定实验参数：设 定信号源的频率、 功率等参数
07
分析实验结果：分 析信号波形的变化， 得出阻抗匹配的效 果和影响因素
第五章_阻抗匹配和调谐
找到归一化负载阻抗点； 找到负载阻抗的导纳点； 电纳相加后应在导纳圆图的1+jx上； 找到转换成阻抗圆图上的1-jx阻抗点； 串接+jx电抗，归一化阻抗 z＝1，匹配。
Microwave Technique
0.5 0.2
Microwave Technique
1.2
例题5.1 L节阻抗匹配（重点掌握）
l2 0.353
Microwave Technique
0.147
Microwave Technique
0.353
Analytic Solutions
求d & l
负载阻抗
Z L
1 Y
R jX
L
L
L
离负载d 位置处之阻抗
(R jX ) jZ t
ZZ L
L
0
0 Z j(R jX )t
0
L
Z
1.
z L 0.3 j0.2 LZ
10
1
2.
y Lz
2.3 j1.534
0.3 j0.2
L
作图:绘一同心圆 读数:1800 0.284
3. 同心圆交 1+jx 圆于两点
y ,y 12
读数分別为 0.328 及 0.171
d 0.328 0.284 0.044 1
d (0.5 0.284) 0.171 0.387 2
图(a)
Z R jX
L
L
L
1
Z jX
0
jB 1 (R jX )
L
L
B(XR X Z ) R Z
L
L0
L
0
X(1 BX ) BZ R X
L
0L
Microwave Technique
0.5 0.2
Microwave Technique
1.2
例题5.1 L节阻抗匹配（重点掌握）
l2 0.353
Microwave Technique
0.147
Microwave Technique
0.353
Analytic Solutions
求d & l
负载阻抗
Z L
1 Y
R jX
L
L
L
离负载d 位置处之阻抗
(R jX ) jZ t
ZZ L
L
0
0 Z j(R jX )t
0
L
Z
1.
z L 0.3 j0.2 LZ
10
1
2.
y Lz
2.3 j1.534
0.3 j0.2
L
作图:绘一同心圆 读数:1800 0.284
3. 同心圆交 1+jx 圆于两点
y ,y 12
读数分別为 0.328 及 0.171
d 0.328 0.284 0.044 1
d (0.5 0.284) 0.171 0.387 2
图(a)
Z R jX
L
L
L
1
Z jX
0
jB 1 (R jX )
L
L
B(XR X Z ) R Z
L
L0
L
0
X(1 BX ) BZ R X
L
0L
微波技术基础-阻抗匹配与调谐(1)-1
——电阻圆
——电抗圆
——阻抗-导纳反演关系
哪个参数(电阻/电抗/反射系数幅度) 不变，即沿着哪个圆旋转
有并联情况时利用导纳较方便
北京邮电大学——《微波技术基础》
21
用集总元件匹配——圆图解法
[例] f＝500MHz，用一个L节匹配网络，使ZL＝200－j100Ω的 RC串联负载匹配与100 Ω传输线匹配。
归一化的B：b=0.3
+ j1.2 − j0.7
zL
D
D → 沿电阻圆旋转——jX为 纯电抗，附加一个电抗 时，电阻部分保持不变 归一化的X：x=1.2
——旋转距离较短，数值较小的一组解
北京邮电大学——《微波技术基础》
25
用集总元件匹配——圆图解法
¾ Smith圆图解法 jB的导纳
电容 2π fC = b = 0.3
北京邮电大学——《微波技术基础》
7
Smith圆图概述
匹配点
北京邮电大学——《微波技术基础》
8
本章概述
¾阻抗匹配（调谐）的意义
当负载与传输线匹配时（假定信号源已经匹配），可将最 大功率传给负载，并且在馈线上损耗最小。
一些接收机部件（如天线、低噪声放大器等）对阻抗匹配 比较敏感，可以改善这些部件性能，提高系统信噪比。
微波技术基础
北京邮电大学无线电与电磁兼容实验室 刘凯明 副教授
（明光楼718室，62281300） kmliu@ 2011
第5章 阻抗匹配与调谐
§ 5.1 用集总元件匹配（L网络） § 5.2 单短截线调谐 § 5.3 双短截线调谐 § 5.4 四分之一波长变换器 § 5.5 小反射理论 § 5.6 二项式多节匹配变换器 § 5.7 切比雪夫多节匹配变换器 § 5.8 渐变传输线
微波技术基础7-阻抗匹配
2
L
设计指数线匹配器的一般步骤是： ①先根据上式，通过给定的中心频率和带宽要求选定过渡段长度L； ②由两端的阻抗求变换比R，从而得指数线特性阻抗变化规律
0 z 0elnR/Lz
③根据传输线的类型，按特性阻抗公式算出横截面尺寸的变化规律。
编辑ppt
26
作业 5.23，5.31，5.32
编辑ppt
和
g
为Z L 实数，即
Xg X成L 立0)
★注意：共轭匹配时，线上可能存在反射波，反射系数 不为零，但经多次反射后，负载所得到的功率比无反 射匹配负载时还要大。
编辑ppt
6
传输线的电路理论—阻抗匹配
负载匹配的其它优点
传输线的功率容量最大 传输线的效率最高 微波源工作较稳定
负载失配，产生“频率”、“功率”牵 引，导致工作不稳定。
用图解法计算：串联单支节与计算并联单支节 完全类似，但这时应在阻抗圆图上进行。
用解析法计算：采用并联支节相似的分析（此 时用阻抗而不用导纳），可得串联支节接入位置
dlm in4 gcos11 1 S S
串联支节长度为
l g tg1 1 S
2 S
编辑ppt
20
传输线的电路理论—阻抗匹配
双支节匹配器与三支节匹配器
的反射。 实际情况：负载不匹配而产生反射波，但波源匹配将
不产生二次反射。
编辑ppt
2
传输线的电路理论—阻抗匹配
共轭匹配
特点：负载吸收最大功率的匹配。 匹配条件：传输线上任一参考面T向负载看去的输入 阻抗与向波源看去的输入阻抗互为共轭，即
如图：
T右＝T左
T处向负载看去：
in R in jX in 0 0 L j j L 0 t tg g
微波技术基础-阻抗匹配与调谐(1)-2
b1 yL b1′
d
d
Y0
jB2
Y0
jB1
YL
l2
l1
逆时针旋 转后的 1+jx圆
第1步：归一化、定位 z L 第2步：反演关系找 yL 匹配点 第3步：为确定负载与第 一根短截线并联后导纳， 将1+jx圆逆时针旋转 d l zL 第4步：过 yL 的电阻圆与 旋转后的1+jx圆两个交 点，确定了第一根并联短 1+jx圆 截线归一化输入电纳值。 b1 (b′)1 :第一根短截线输入电纳 6 北京邮电大学——《微波技术基础》
逆时针旋 转λ/8
yL b1′ ′ y1
⎧l1 = 0.482λ ⎧b1 = 1.314 ⎨ ⎨ ⎩b1′ = −0.114 ⎩l1′ = 0.146λ
导纳！
导纳！
b2
y2
⎧ y2 =1- j3.38 ⎧b2 = 3.38 ⎨ ⎨ ′ ′ ⎩ y2 =1+ j1.38 ⎩b2 = −1.38
⎧l2 = 0.350λ ⎨ ′ ⎩l2 = 0.204λ
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
北京邮电大学——《微波技术基础》
14
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器 ——求解d
逆时针旋转3λ/8的1+jx圆
北京邮电大学——《微波技术基础》
15
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
(电阻圆)
另一组解
北京邮电大学——《微波技术基础》
16
双短截线调谐
1+jb圆
b2
zL
y2
′ b2 (b2 ):第二根短截线输入电纳
第7步：根据电纳值确定短截线长度 7 北京邮电大学——《微波技术基础》
d
d
Y0
jB2
Y0
jB1
YL
l2
l1
逆时针旋 转后的 1+jx圆
第1步：归一化、定位 z L 第2步：反演关系找 yL 匹配点 第3步：为确定负载与第 一根短截线并联后导纳， 将1+jx圆逆时针旋转 d l zL 第4步：过 yL 的电阻圆与 旋转后的1+jx圆两个交 点，确定了第一根并联短 1+jx圆 截线归一化输入电纳值。 b1 (b′)1 :第一根短截线输入电纳 6 北京邮电大学——《微波技术基础》
逆时针旋 转λ/8
yL b1′ ′ y1
⎧l1 = 0.482λ ⎧b1 = 1.314 ⎨ ⎨ ⎩b1′ = −0.114 ⎩l1′ = 0.146λ
导纳！
导纳！
b2
y2
⎧ y2 =1- j3.38 ⎧b2 = 3.38 ⎨ ⎨ ′ ′ ⎩ y2 =1+ j1.38 ⎩b2 = −1.38
⎧l2 = 0.350λ ⎨ ′ ⎩l2 = 0.204λ
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
北京邮电大学——《微波技术基础》
14
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器 ——求解d
逆时针旋转3λ/8的1+jx圆
北京邮电大学——《微波技术基础》
15
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
(电阻圆)
另一组解
北京邮电大学——《微波技术基础》
16
双短截线调谐
1+jb圆
b2
zL
y2
′ b2 (b2 ):第二根短截线输入电纳
第7步：根据电纳值确定短截线长度 7 北京邮电大学——《微波技术基础》
微波天线阻抗匹配设计实现技巧
微波天线阻抗匹配设计实现技巧微波天线是指工作频率在GHz级别的高频天线。
由于其频率高，波长短，具有高方向性、窄束宽、高增益等特点，因此广泛应用于雷达、卫星通信、无线通信、导航等领域。
在微波天线系统中，阻抗匹配是一个非常重要的问题。
本文旨在介绍微波天线阻抗匹配设计实现的技巧。
一、阻抗匹配的原理微波天线阻抗匹配的原理是利用衰减器、匹配器等网络来调节电路的阻抗，使其满足匹配条件。
匹配条件为负载阻抗等于传输线特性阻抗，可表示为：ZL=Z0，其中ZL是负载阻抗，Z0是传输线特性阻抗。
阻抗匹配可以使微波天线的输出功率最大化，提高整个系统的性能。
二、常用的阻抗匹配方法1. L匹配网络法L匹配网络法是最常用的阻抗匹配方法之一。
该方法利用L型网络匹配器的等效电路来实现阻抗匹配。
其原理是在传输线中插入一个L型网络匹配器，使其电气长度等于1/4波长。
通过调整L型网络中的电感和电容，可以使输入阻抗匹配到50Ω，使得传输线和天线之间的阻抗得到匹配。
2. T匹配网络法T匹配网络法使用T型电路来进行阻抗匹配。
在传输线上插入T型网络，将其电气长度设为3/8波长，调整T型网络中的电容和电感，从而实现阻抗匹配。
该方法具有匹配宽带、阻抗匹配较好等优点。
3. C匹配网络法C匹配网络法是利用C型电路进行阻抗匹配的方法。
在传输线上插入C型网络，将其电气长度设为5/8波长，调整C型网络中的电容和电感，实现阻抗匹配。
该方法适用于匹配某些特殊的阻抗。
三、阻抗匹配设计实现技巧1. 选择适当的传输线特性阻抗传输线特性阻抗是决定输入输出阻抗的重要因素，应该根据实际应用选择合适的传输线特性阻抗。
常用的传输线特性阻抗有50Ω、75Ω、100Ω等，其中50Ω是最常用的特性阻抗。
2. 调整传输线长度传输线长度的调整可以改变阻抗值和相位，因此可以通过调整传输线长度实现阻抗匹配。
根据阻抗值的大小和相位的方向来进行调整。
3. 选择合适的衰减器和匹配器衰减器可以用于调节复杂阻抗的阻抗值。
微波工程-第5章阻抗匹配和调谐
微波工程基础 第五章 北 航 电 子 信 息 工阻抗匹配和调谐 程 学 院 研 究 生 专 业 课
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
阻抗匹配的基本思想
——传输线理论的典型应用
微波工程基础
匹配网络
负载
第五章
阻抗匹配和调谐
* 理想的匹配网络是无耗的。 * 最常见的匹配网络是将负载变换成传输线的特征阻抗——行波匹配 * 除了行波匹配外，常用的还有共轭匹配，最佳噪声匹配…… * 只要负载阻抗的实部不为零，就能找到各种各样匹配网络。
t tan l
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t
t
B2
Y0
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t G LY0
GLt
间距为λ/4
双支节匹配器的禁用区（盲区）
开路线 的长度 短路线 的长度
lo1
B 1 arctan 1 2 Y0
L节匹配网络的圆图解——精确?
RL Z 0
X 0 B0 X 0
或
1 1 jx
B0
Z1 Y1
y1 yL z1
1 jx
或
Y1 Z1
B 0
1 1 jx
X 0
z1 zL
y1
1 jx
B 0
X 0
zL y1 z1
导纳圆
阻抗圆
阻抗圆
z1
例题5.5——四分之一波长变换器的带宽
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
5.5 小反射理论
单节变换器
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
阻抗匹配的基本思想
——传输线理论的典型应用
微波工程基础
匹配网络
负载
第五章
阻抗匹配和调谐
* 理想的匹配网络是无耗的。 * 最常见的匹配网络是将负载变换成传输线的特征阻抗——行波匹配 * 除了行波匹配外，常用的还有共轭匹配，最佳噪声匹配…… * 只要负载阻抗的实部不为零，就能找到各种各样匹配网络。
t tan l
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t
t
B2
Y0
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t G LY0
GLt
间距为λ/4
双支节匹配器的禁用区（盲区）
开路线 的长度 短路线 的长度
lo1
B 1 arctan 1 2 Y0
L节匹配网络的圆图解——精确?
RL Z 0
X 0 B0 X 0
或
1 1 jx
B0
Z1 Y1
y1 yL z1
1 jx
或
Y1 Z1
B 0
1 1 jx
X 0
z1 zL
y1
1 jx
B 0
X 0
zL y1 z1
导纳圆
阻抗圆
阻抗圆
z1
例题5.5——四分之一波长变换器的带宽
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
5.5 小反射理论
单节变换器
微波技术-第2章6阻抗匹配
在上面两个解中一般选 取较短的一对。
双支节匹配网络
单支节调配器中因要求 d 可调，对于同轴线、波导等结构 中较难调。故常采用双支节调配器。一般为并联支节。 能两支节之间的距离d =λ /8, λ /4, 3λ /8 (注意不 能选取λ /2)，不可调；两支节长度为l1和l2，可调节。
B
A
(4)
渐变线 在用λ /4变换匹配器时，若阻抗变换比很大或
再由/4阻抗变 换器公式求其 Z01 = Z0 Rin 特性阻抗Z01
(3) 支节调配器
支节调配器是在距离负载某固定位臵上并联 或串联终端短路或开路的传输线段构成。 支节数可以是一条、两条、三条或更多。
常用并联调配支节。
B
A
a.单支节调配器 支节调配器是在距离负载 d 处并联或串联长度为 l 的终端 短路或开路的短截线构成。 调节变量：d,l 并联支节：由负载阻抗经 d 距离变换后， 在B点的导纳Y=Y0+jB，如支节 的电纳为-jB，——达到匹配； 串联支节：由负载阻抗经d 距离变换后，在B 点的阻抗Z=Z0+jX，如支节的电 抗为-jX，——达到匹配。 B A
解得
X R [( Z R ) 2 X 2 ] / Z L 0 L L 0 L , RL Z 0 RL Z 0 t XL , RL Z 0 2Z0
则
1 2 arctgt, d 1 ( arctgt), 2
t0 t0
lmax 向电源方向最近的为 Vmax 点，% = 0.25 ；
in Z0
/4 Zin Z01
d Z0
Z RL L
则阻抗转换器的接入位臵：
d = (% - %) = (0.25 - 0.203)l = 0.042l lmax l L
微波技术传输线的阻抗匹配详解
2 Z0
2. 阻抗匹配问题 1). 共轭匹配 目的：使信号源的功率输出最大。 * 条件： Zin Z g ( Rin Rg , X in X g ) 满足共轭匹配条件的信号源输出的最大功率为:
2
Pmax
E g Rin Z g Z in
2
Eg
2
4 Rg
2) 无反射匹配
目的：使传输线上无反射波，即工作于行波状态。 条件：Zg= ZL= Z0 。 实际中传输线的始端和终端很难做到无反射匹配， 通常在信号源输出端接入隔离器以吸收反射波，而在传 输线与负载之间使用匹配装置用来抵消反射波。 信号源
隔离器
匹配器
负载
隔离器又称单向器，是非互易器件，只允许入射 波通过而吸收掉反射波，使信号源端无反射, 以稳定 信号源的工作状态。
二、阻抗匹配的方法 阻抗匹配的方法是 在负载与传输线之间接 入匹配器，使其输入阻
Z0 Z0
匹 配 器
~ ZL
抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。 匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应 不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。 匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实际 负载的反射波(二者等幅反相)，即“补偿原理”。 常用的匹配器有l/4 阻抗变换器和支节匹配器。
第六节 传输线的阻抗匹配
一、阻抗匹配的概念 阻抗匹配是使微波系统无反射、载行波尽量接近行 波状态的技术措施。 1. 阻抗匹配的重要性 (1) 匹配时传输功率最大，功率损耗最小； (2) 阻抗匹配可改善系统的信噪比； (3) 功率分配网络(如天线阵的馈源网络)中的阻抗匹 配将降低幅度和相位的误差； (4) 阻抗匹配可保持信号源工作的稳定性； 2 (5)阻抗匹配可提高传输线的功率容量( Pbr 1 U br K )。
2. 阻抗匹配问题 1). 共轭匹配 目的：使信号源的功率输出最大。 * 条件： Zin Z g ( Rin Rg , X in X g ) 满足共轭匹配条件的信号源输出的最大功率为:
2
Pmax
E g Rin Z g Z in
2
Eg
2
4 Rg
2) 无反射匹配
目的：使传输线上无反射波，即工作于行波状态。 条件：Zg= ZL= Z0 。 实际中传输线的始端和终端很难做到无反射匹配， 通常在信号源输出端接入隔离器以吸收反射波，而在传 输线与负载之间使用匹配装置用来抵消反射波。 信号源
隔离器
匹配器
负载
隔离器又称单向器，是非互易器件，只允许入射 波通过而吸收掉反射波，使信号源端无反射, 以稳定 信号源的工作状态。
二、阻抗匹配的方法 阻抗匹配的方法是 在负载与传输线之间接 入匹配器，使其输入阻
Z0 Z0
匹 配 器
~ ZL
抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。 匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应 不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。 匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实际 负载的反射波(二者等幅反相)，即“补偿原理”。 常用的匹配器有l/4 阻抗变换器和支节匹配器。
第六节 传输线的阻抗匹配
一、阻抗匹配的概念 阻抗匹配是使微波系统无反射、载行波尽量接近行 波状态的技术措施。 1. 阻抗匹配的重要性 (1) 匹配时传输功率最大，功率损耗最小； (2) 阻抗匹配可改善系统的信噪比； (3) 功率分配网络(如天线阵的馈源网络)中的阻抗匹 配将降低幅度和相位的误差； (4) 阻抗匹配可保持信号源工作的稳定性； 2 (5)阻抗匹配可提高传输线的功率容量( Pbr 1 U br K )。
阻抗匹配和调谐
14
§5.1 分立元件匹配网络
例题 已知带宽放大器需要一个 π形网络，要求该网络将 Z L = (10 − j10)Ω 的负载阻抗变换成 Z in = (20 + j40)Ω 的输入阻抗，匹配网络具有最 小的节点品质因数，且匹配频率点为 f 0 = 2.4 GHz ，计算匹配 网络的各个元件值。 解：由于负载阻抗和输入阻抗 都是固定的，因此待求匹配网 络的品质因数不可能低于Z L 和 Z in 点所对应的最小 Qn 值。又因 为Qn 的最小值可根据输入阻抗点 Q 确定： n = X in / Rin = 40 / 20 = 2 。 右图给出了在Qn = 2 条件下采用 Smith圆图设计 π 形匹配网络的 情况。
具有最小 Qn 值的 π 形匹配网络设计
15
§5.1 分立元件匹配网络
在设计过程中，我们采用了与上一个例题相似的方法。 首先，在Smith圆图中画出等电导圆 g = giw 并找到该圆与等值 线Qn = 2的交点，将该点记为B点。然后找到等电导圆 g = g L与 过B点的等电阻圆的交点，并记为A点。将Smith圆图中的相 应点变换成实际的电容和电感就可以解出所求网络元件。电路 结构如下图所示：
由传输线和电容构成的匹配网络
18
分布参数匹配网络设计
§5.2 微带线匹配网络
5.2.2 单节短截线匹配网络 完全取消所有分立元件来实现电路网络匹配的情况，有两 种拓扑结构：一种是负载与短截线并联后再与一段传输线相连 如下图(a)所示；另一种是负载与串联传输线相连后再与一段短 截线并联，如下图(b)所示。
2 T 2 T
(
)
（5）
1 RA (1 − BC X T ) XL = − − XA BC BC X T
2017微波技术-第5章-阻抗匹配和调谐
1 1 j1.2 0.4 j0.5
→(0,0)
jx j1.2
将 (b)(impedance) → admittance
1 1 j1.2 →(0,0) jx j1.2
0.4 j0.5
5. 先并联一个jB ，然后串联一个 jX
(a) B C 0.33
C Z0 2 500 106 Z0 0.92 pF
Microwave Technique
l
例题
Z 15 j10 L
Z0 50
并联开路短截线实现
1.
zL
ZL Z0
0.3
j0.2
1
2. yL zL
1 2.3 j1.534 0.3 j0.2
作图:绘一同心圆
0.284
Microwave Technique
0.284
同心圆交 1+jb 圆于两点
Microwave Technique
图 5.2 L-节匹配网络
(a) 用于zL 在1 + jx 圆内的网络 (b) 用于zL 在1 + jx 圆外的网络
最简单的匹 配网络类型
5.1.1 解析解法（ analytic solution ）
Z R jX
L
L
L
R Z
L
0
1
Z jX
0
jB 1 (R jX )
Yin=?
ZC=1/50 Ω YL=1/ZL= 100+j50 S
B= -25 yL = 2+j b = -0.5
yin=yL+jb=2+j0.5
yin=2+j0.5 yL = 2+j
Yin
Microwave Technique
微波技术与天线-微波元件_阻抗匹配与变换元件
占优势，回路呈感性。
电抗补偿法——销钉
(a)
电容销钉
➢ 销钉为垂直对穿波导的金属细圆棒
➢ 销钉的工作原理与膜片类似
(b)
电感销钉
电抗补偿法——螺钉调配器
1、宽边
2、可控
l
结构
磁场结构
电场结构
一、附近高次模电场集中
C
二、宽壁上的轴向电流流
进螺钉产生附加磁场
L
电抗补偿法——螺钉调配器
➢ 当旋入深度 h 较小时，WE>WH，等效为一电容；
Z L Z0
2 Z0
2 m
Wq 2 arccos
ln Z L Z 0
4
2
反射系数模值
近似公式 ln
m
1
N
阻抗变换法——渐变线阻抗变换器
把离散的(不连续的)各段变为连续变化的工
作段，则在输入端有更多的反射波互相抵消，
故在长度不增加的情况下，可展宽工作频带。
阻抗变换法——渐变线阻抗变换器
波导型
同轴线型
微波元件
微带线型
……
微波元件的分类
★ 按功能分
微波元件
匹配
元件
连接
转换
元件
功率分配元件铁氧体元件
……
匹配的实质
设法在终端负载附近产生一新的反射波，使
电抗：容抗和感抗
它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消
波导型电抗匹配元件：膜片、
，从而达到匹配传输的目的。
谐振窗、销钉、可调螺钉
匹配的方法
➢ 第二个分支的作用是改变位于 G 1 圆上的输入导
纳 Y2' 的虚部，使其回到匹配原点，实现匹配。
电抗补偿法——销钉
(a)
电容销钉
➢ 销钉为垂直对穿波导的金属细圆棒
➢ 销钉的工作原理与膜片类似
(b)
电感销钉
电抗补偿法——螺钉调配器
1、宽边
2、可控
l
结构
磁场结构
电场结构
一、附近高次模电场集中
C
二、宽壁上的轴向电流流
进螺钉产生附加磁场
L
电抗补偿法——螺钉调配器
➢ 当旋入深度 h 较小时，WE>WH，等效为一电容；
Z L Z0
2 Z0
2 m
Wq 2 arccos
ln Z L Z 0
4
2
反射系数模值
近似公式 ln
m
1
N
阻抗变换法——渐变线阻抗变换器
把离散的(不连续的)各段变为连续变化的工
作段，则在输入端有更多的反射波互相抵消，
故在长度不增加的情况下，可展宽工作频带。
阻抗变换法——渐变线阻抗变换器
波导型
同轴线型
微波元件
微带线型
……
微波元件的分类
★ 按功能分
微波元件
匹配
元件
连接
转换
元件
功率分配元件铁氧体元件
……
匹配的实质
设法在终端负载附近产生一新的反射波，使
电抗：容抗和感抗
它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消
波导型电抗匹配元件：膜片、
，从而达到匹配传输的目的。
谐振窗、销钉、可调螺钉
匹配的方法
➢ 第二个分支的作用是改变位于 G 1 圆上的输入导
纳 Y2' 的虚部，使其回到匹配原点，实现匹配。
微波炉阻抗匹配调整探讨
微波炉阻抗匹配调整探讨
微波炉阻抗匹配是在微波系统中一个永恒的话题，它决定着系统中发射机、调制多导
管及接收机之间的能量传输效率、信号品质及可靠性。
本文综述了微波系统中微波炉阻抗
匹配原理及方法，探讨了发射机与调制多导管以及调制多导管与接收机间的阻抗匹配调整
方法。
微波系统中，发射机、调制多导管及接收机的阻抗必须相匹配，才能将电磁波以高效
的方式传输。
发射机通过输出电磁频率，传入调制多导管，再被调制多导管转换为可接收
的信号，传入接收机。
电磁波在发射机与调制多导管以及调制多导管与接收机间传输，若
发射机、调制多导管及接收机阻抗不匹配，发射机输出功率将大部分导回至发射机，少量
电磁波（低于20%）折向调制多导管，来到接收机，无法正常的传输信号，信号品质将大
大降低，有电磁波丢失的风险出现，甚至发射机无法正常的运行。
为了使得发射机、调制多导管及接收机之间能够做到准确的阻抗匹配，应该首先找出
发射机阻抗，并建立发射机和调制多导管之间的阻抗匹配。
调制多导管可以采用共模补偿
方法，通过拓扑结构，将发射机和调制多导管之间阻抗匹配，且可以快速、精确的调整完成，性价比较高。
若发射机和调制多导管的阻抗匹配调整完成以后，调整调制多导管和接
收机之间的电阻值，以完成发射机和接收机之间的阻抗匹配，也可以使用拓扑结构来实现。
微波炉阻抗匹配是微波系统体系中难以避免而又重要的调整内容。
若能够熟悉微波系
统中阻抗匹配的原理及方法，对分析、调试、排除故障及提高效果都有重大的作用，具有
重要的实践意义。
阻抗匹配与调谐
常用的匹配网络有L 形，T形和 形网络。
设计方法有解析法、Smith园图法等。由于解析法不直观， Smith直观，容易。因此本章主要介绍利用Smith园图进行 阻抗匹配。实际上Smith园图也以解析式为基础，利用计 算机辅助设计，可以方便、精确的做到阻抗匹配。
Smith园图做阻抗匹配的基本思想是用特定的线段代表加 入的匹配原件，当源阻抗点通过特定的线段与目标阻抗点 连接时，就完成了阻抗匹配。
2、网络匹配时，网络中任何点的向两端看的阻抗，导 纳，反射系数均呈共轭状态。
Zleft
Z* right
Yleft
Y* right
left
* right
串并联网络的等效：
令 ZS RS jX S YP GP jBP
则
YS
RS
1 jX S
RS jX S
RS2
X
2 S
GS
RS
RS2
X
2 S
BS
电抗元件的符号问题： 电抗元件的符号不同，则实现的元件不同。值得注意的
是电感量和电容量只能取正值。
如果X1取负值，则
X1 61.2 X X1 X A 61.210 71.2
B XT X1 50 61.2
RT2
X
2 T
RA2
X
2 1
1002 502
502 (61.2)2
0.004 0.0098 0.0058S
5、根据给定的工作频率确定电感和电容的实际值。
注意：
1、在上述步骤中，并不是一定要必需从源阻抗点向负载的共 轭复数点移动。事实上，也可以将负载阻抗点变换到源阻抗的 共轭复数点。
2、由于插入网络总是串并联相间，因此过一个点画等电阻 （电导）园，过另一个点就画等电导（电阻）园。一般说来电 阻较大的点画等电导园，电阻较小的画等电阻园。
设计方法有解析法、Smith园图法等。由于解析法不直观， Smith直观，容易。因此本章主要介绍利用Smith园图进行 阻抗匹配。实际上Smith园图也以解析式为基础，利用计 算机辅助设计，可以方便、精确的做到阻抗匹配。
Smith园图做阻抗匹配的基本思想是用特定的线段代表加 入的匹配原件，当源阻抗点通过特定的线段与目标阻抗点 连接时，就完成了阻抗匹配。
2、网络匹配时，网络中任何点的向两端看的阻抗，导 纳，反射系数均呈共轭状态。
Zleft
Z* right
Yleft
Y* right
left
* right
串并联网络的等效：
令 ZS RS jX S YP GP jBP
则
YS
RS
1 jX S
RS jX S
RS2
X
2 S
GS
RS
RS2
X
2 S
BS
电抗元件的符号问题： 电抗元件的符号不同，则实现的元件不同。值得注意的
是电感量和电容量只能取正值。
如果X1取负值，则
X1 61.2 X X1 X A 61.210 71.2
B XT X1 50 61.2
RT2
X
2 T
RA2
X
2 1
1002 502
502 (61.2)2
0.004 0.0098 0.0058S
5、根据给定的工作频率确定电感和电容的实际值。
注意：
1、在上述步骤中，并不是一定要必需从源阻抗点向负载的共 轭复数点移动。事实上，也可以将负载阻抗点变换到源阻抗的 共轭复数点。
2、由于插入网络总是串并联相间，因此过一个点画等电阻 （电导）园，过另一个点就画等电导（电阻）园。一般说来电 阻较大的点画等电导园，电阻较小的画等电阻园。
微波阻抗匹配
(b) 并联单支节调配器
Zl d a r c tg 2 Z0 Z lZ 0 l a r c tg ( ) 2 Zl Z0
（1）由负载阻抗 Z l 求出归一化导纳 Y
l
并在导纳圆图上找到与它对应的点P，该点对应的反射系 数的模为 1 (相应的驻波比为 1 )。
单支节匹配的主要缺点是它仅能实现在点频上匹配， 要展宽频带，可采用多支节结构来实现。
•双支节调配器
（1）在导纳圆图，根据双支节匹配器两支节之间距离确定辅 助圆。设本匹配的双支节匹配器两支节之间距离为 d2 / 8 ，那么辅助圆就和 G 1 圆上所对应的点反射系数相角都分 别相差 ( 4 d / / 2 ) r a d如图1-6-9所示。 2
某 天 线 阻 抗 圆 图
某 天 线 阻 抗 圆 图
并联单支节匹配器串联单支节匹配器第一章均匀传输线理论之阻抗匹配微波技术基础a串联单支节调配器已知负载可求得反射系数和驻波比此处为第一波腹点此处输入阻抗应等于特性阻抗第一章均匀传输线理论之阻抗匹配微波技术基础第一章均匀传输线理论之阻抗匹配微波技术基础1由负载阻抗求出归一化导纳并在导纳圆图上找到与它对应的点p该点对应的反射系2由p点开始沿等反射系数圆顺时针方向旋转对应于传输线上的点向波源方向移动与的圆相交于m和n两点它们距终端负载的距离分别为jbjb处并联一个短路支线并调节其长度使其归一化的输入电纳为则在处总的等效的归一化输入导于是传输线得到了匹配
* Zin Z g
Zin=Z0
2. 阻抗匹配的实现方法
隔离器 或 衰减器
阻抗 匹配
负载匹配的方法：从频率上划分有窄带匹配和宽带匹配； 从实现手段上划分有/4阻抗变换器法、支节调配法。
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Y0 1+ t2 0 ≤ GL ≤ Y0 2 = t sin 2 β d
归一化电导不可过大 短截线间距不可过大
⎧ lo ⎛B⎞ 1 arctan ⎜ ⎟ ⎪ = ⎪ λ 2π ⎝ Y0 ⎠ ⎨ ⎪ lS = −1 arctan ⎛ Y0 ⎞ ⎜ ⎟ ⎪ λ 2π ⎝B⎠ ⎩
13
北京邮电大学——《微波技术基础》
逆时针旋 转λ/8
yL b1′ ′ y1
⎧l1 = 0.482λ ⎧b1 = 1.314 ⎨ ⎨ ⎩b1′ = −0.114 ⎩l1′ = 0.146λ
导纳！
导纳！
b2
y2
Hale Waihona Puke ⎧ y2 =1- j3.38 ⎧b2 = 3.38 ⎨ ⎨ ′ ′ ⎩ y2 =1+ j1.38 ⎩b2 = −1.38
⎧l2 = 0.350λ ⎨ ′ ⎩l2 = 0.204λ
1+jb圆
b2
zL
y2
′ b2 (b2 ):第二根短截线输入电纳
第7步：根据电纳值确定短截线长度 7 北京邮电大学——《微波技术基础》
双短截线调谐
双短截线调谐电路
y1
b1 yL b1′
d
等电阻圆
Y0
jB2
d
Y0
jB1
YL
沿等SWR圆顺 时针旋转
l2
l1
′ b2
匹配点
′ y2
g0
′ y1
逆时针旋 转后的 1+jx圆
北京邮电大学——《微波技术基础》
9
双短截线调谐
双短截线调谐电路——完整过程 等电阻圆
d
Y0
jB2
y1
b1 yL b1′
d
Y0
jB1
YL
沿等SWR圆顺 时针旋转
l2
l1
′ b2
匹配点
′ y2
g0
′ y1
逆时针旋 转后的 1+jx圆
b1 / b1′ :第一根短截线输入导纳 ′ b2 / b2:第二根短截线输入导纳
双短截线调谐
双短截线调谐电路
y1
b1 yL b1′
d
等电阻圆
Y0
jB2
d
Y0
jB1
YL
沿等SWR圆顺 时针旋转
l2
l1
′ b2
匹配点
′ y2
′ y1
逆时针旋 转后的 1+jb圆
′ 第5步：y1 与 y1 分别沿等 反射系数圆顺时针旋转回 到1+jx圆上 ′ 第6步：y2 与 y2 分别沿电 阻圆旋转回到圆心，电纳 的变化值确定了第二根短 截线的归一化输入电纳
第5章 阻抗匹配与调谐
5.3 双短截线调谐
双短截线的Smith圆图解法 串联双短截线的解析解法
北京邮电大学——《微波技术基础》
1
双短截线调谐
d
Y0
开路或 短路线
jB2 Y0
jB1
Y0
YL'
单短截线匹配缺点：匹配 时短截线与负载之间长度需 要设计，调谐器不便于调整 双短截线匹配器特点：(a) 两个并联短截线之间距离固 定； (b)通过调整两根短截线 的长度即可达到匹配； (c)存 在匹配“盲区”。
b1 yL b1′
d
d
Y0
jB2
Y0
jB1
YL
l2
l1
逆时针旋 转后的 1+jx圆
第1步：归一化、定位 z L 第2步：反演关系找 yL 匹配点 第3步：为确定负载与第 一根短截线并联后导纳， 将1+jx圆逆时针旋转 d l zL 第4步：过 yL 的电阻圆与 旋转后的1+jx圆两个交 点，确定了第一根并联短 1+jx圆 截线归一化输入电纳值。 b1 (b′)1 :第一根短截线输入电纳 6 北京邮电大学——《微波技术基础》
11
北京邮电大学——《微波技术基础》
双短截线调谐
并联双短截线调谐——解析解法 第一条短截线左侧导纳 d Y1 = GL + j ( Β L + Β1 )
Y0
jB2
Y0
jB1
YL
向电源移动 d 后导纳
l2
l1
GL + j (Y0t + BL + B1 ) Y2 = Y0 Y0 + jt (GL + jBL + jB1 ) 其中 t = tan β d , Y0 = 1/ Z 0
匹配禁区：与旋转后的
b2
zL
y2
1+jx圆
1+jx圆相切的圆。如果归 一化负载导纳位于该区域 内(即归一化导纳实部大于 g0时)，无法实现匹配。
8
北京邮电大学——《微波技术基础》
双短截线调谐
双短截线调谐电路
Y0
jB2
d
Y0
jB1
YL
l2
l1
匹配禁区调整方法： (1)减小间距d——减小盲区面积 (2)移出盲区——避免归一化负载 导纳位于盲区内，即减小归一化 负载导纳的实部，或调整第一根 短截线与负载的距离. (3)多枝节匹配——三枝节匹配无 盲区。
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
北京邮电大学——《微波技术基础》
14
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器 ——求解d
逆时针旋转3λ/8的1+jx圆
北京邮电大学——《微波技术基础》
15
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
(电阻圆)
另一组解
北京邮电大学——《微波技术基础》
16
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
B’沿等反射系数圆顺时针旋转到C
北京邮电大学——《微波技术基础》
17
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
北京邮电大学——《微波技术基础》
18
匹配禁用区：与旋转后
的1+jb圆相切的圆。归一 化负载导纳位于该区域内 （归一化导纳实部大于 1+jx圆 g0），无法进行匹配。
10
b2
zL
y2
北京邮电大学——《微波技术基础》
双短截线调谐
[例5.4]设计一个相距λ/8的并联开路双短截线调谐器， 将ZL=60－j80Ω阻抗匹配到50 Ω传输线上。
b1 y1 ′ y2 ′ b2
l2
开路或 短路线
l1
关键问题：
（1）靠近负载的并联短截线的作用是什么？如何求其长度l1？ （2）两根短截线之间相距d的作用是什么？ （3）第二根并联短截线的作用是什么？如何求其长度l2 ？
北京邮电大学——《微波技术基础》
2
双短截线调谐
双短截线调谐电路——第一根短截线位于负载处 基本思路： d
Y0
解得
开路
2π l
1+ t2 GL = Y0 2t 2
由于GL为实数
⎡ 4t 2 (Y0 − BLt − B1t ) 2 ⎢1 ± 1 − Y02 (1 + t 2 ) 2 ⎢ ⎣
⎤ ⎥ ⎥ ⎦
求得B1、B2 2 ⎧ Y0 ± (1 + t 2 ) GLY0 − GL t 2 ⎪B = −B + L ⎪ 1 t ⎨ 2 ±Y0 (1 + t 2 ) GLY0 − GL t 2 + GLY0 ⎪ ⎪ B2 = GL t ⎩
jB2
Y0
jB1
YL
将jB1与YL看成一个整体，即 和并联单短截线匹配器相同！ (1) 使得距离负载d处，输入导纳 为Y0＋jB2的形式；
l2
l1
(2)选择第二根短截线的长度l2， 使其输入电纳为－jB2;
(3)由于d固定，必须选择第一根短截线的长度l1，使得距离负载 d处，输入导纳恰好等于Y0＋jB2。 ——第一根短截线与负载并联后的归一化导纳，必须位于逆时 针旋转后的1＋jX圆上， 1+jX圆逆时针旋转的电长度为 d /λ。
Y2实部必等于Y0，可得
1 + t 2 (Y0 − BLt − B1t ) 2 2 GL − GLY0 2 + =0 2 t t
北京邮电大学——《微波技术基础》
12
1 2π l 1 =B Yin = tan = Z in = − jZ 0 cot β l = − jZ 0 cot Z0 λ 双短截线调谐 λ B
北京邮电大学——《微波技术基础》
3
双短截线调谐
双短截线调谐电路——第一根短截线位于负载处
d
Y0
yin 2 = − jb
yin1 = 1 + jb
YL
l2
北京邮电大学——《微波技术基础》
l1
4
双短截线调谐问题的特点
双短截线匹配与单短截线匹配比较
北京邮电大学——《微波技术基础》
5
双短截线调谐
双短截线调谐电路