DC-DC集成电路芯片.

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1 绪论

本章首先介绍当前国内外便携式设备电源管理技术的现状，然后提出设计多路电压输出DC/DC转换器的市场必要性，最后简要介绍DC/DC转换器的发展趋势及论文的内容安排。

1.1当前便携式设备电源管理技术的现状

随着集成电路技术[1]、电子技术和通信技术的飞速发展和不断创新，大量的便携式设备进入我们的生活，如手机、mp3、mp4、数码照相机、数码摄像机、笔记本电脑等等。功能先进的便携式设备大大的方便了我们的生活，提高了我们的生活质量 [2]。

便携式设备都依靠电池（包括化学电池、太阳能电池）提供能量，既要体积小，又要待机时间长是当前便携式设备设计中的一个突出矛盾。便携式设备的功能会越来越复杂（如高亮度LCD屏幕显示、和合炫音乐播放、摄像头、闪光灯等），如何有效利用电池存储的能量，即电源管理技术，成为当前便携式设备的关键。便携式设备的电源管理要在便携式设备系统方案设计时就要综合考虑节能、成本、体积和开发时间等多种因素，进行最佳折衷设计。总的来讲，要从提高电能的转换效率和提高电能的使用效率两方面着手进行便携式设备的整体电源管理。

1.1.1 采用高转换效率芯片提高电能的转换效率

随着对电源管理效率要求的不断提高，便携式设备中的电源变换从以往的线性电源逐渐更换为开关式电源，但二者有各自的优势和劣势，适用于不同场合。

a.线性电源LDO(低压降稳压器)

LDO具有成本低、封装小、外围器件少和噪音小的特点，其成本也只有DC/DC 转换器的几分之一。LDO的封装从SOT23到SC70、QFN，直至WCSP(晶圆级芯片封装) [1]，非常适合在手持设备中使用。LDO外围只需2到3个很小的电容即可构成整个电源管理方案。

LDO最大优势是其超低的输出电压噪声，TI的TPS793285输出电压纹波小于35μVrms，还有极高的信噪抑制比，非常适合用在对噪声敏感的RF和音频电路的供电，而且在线性电源中没有电磁干扰(EMI)。

LDO的效率取决于输出电压与输入电压之比：η=V

out /V

in

。在输入电压为

3.6V(单节锂电池)的情况下，输出电压为3V时，效率为90.9%，而在输出电压为1.5V时，效率则下降为41.7%。在输出电流较大时LDO效率降低，不仅会浪费电能，而且芯片发热而影响系统的稳定性。

b.开关式电源转换器

开关式电源分为电感式开关电源和电容式开关电源。

(1)电感式开关电源

电感式开关电源是利用电感作为主要的储能元件，为负载提供持续不断的电流，通过不同的拓扑结构可以完成降压、升压和负压的功能。

电感式开关电源具有非常高的转换效率，其工作时主要的电能损耗包括：1）内置或外置MOSFET的导通损耗，主要与占空比和MOSFET的导通电阻有关；

2）动态损耗，包括高侧和低侧MOSFET同时导通时的开关损耗和驱动MOSFET 开关电容的电能损耗，主要与输入电压和开关频率有关；

3）静态损耗，主要与IC内部的漏电流有关。

在负载电流较大时，上面的损耗都相对较小，故电感式开关电源可以达到96%的效率。但是在负载变小时，这些损耗就会相对变大而影响转换效率。

电感式开关电源的缺点是电源方案的整体面积较大(主要是电感和电容)，输出电压的纹波较大，在PCB布板时必须格外小心以避免电磁干扰(EMI)。提高开关频率可以有效的减小电感和电容的体积及输出电压纹波。TI的TPS62040的开关频率达1.2MHz，当输出电流为1.2A时，外部电感只需6.2μH。

(2)电容式开关电源——电荷泵

电荷泵是利用电容作为储能元件，内部的开关管阵列控制电容的充放电。为减少由于开关造成的EMI和纹波，很多设计采用双电荷泵的结构。电荷泵也可以完成升压、降压和负压的功能。

当输出电压与输入电压成一定倍数关系如2倍或1.5倍时，最高的效率可达90%以上。但效率会随着两者之间的比例关系而变化，也会低至70%以下，应尽量利用电荷泵的最佳转换工作条件。由于储能电容的限制，其输出电压一般不超过输入电压的3倍，而输出电流不超过300mA。

电荷泵特性介于LDO和电感式开关电源之间，具有较高的效率和相对简单的外围电路设计，EMI和纹波居中，但有输出电压和输出电流的限制。

1.1.2 提高电能的使用效率

在便携式设备中电源管理的关键是减少电池能量的浪费、将尽量多的可用电能用于实际有效的处理上。

a.信号处理系统

信号处理系统(主要是信号处理器)是便携式设备的核心部分，它是便携式设备中主要的电能消耗源，采用两种方法减小其耗能。其一，分区管理，将处理某项任务时不需要的功能单元关掉，如在进行内部计算时，将与外部通信的接口关断或使其进入睡眠状态。便携式设备中信号处理器往往设计有很多个内部时钟，控制不同功能单元的工作状态。不同功能块供电的电源电路设计为可关断的。其二，改变信号处理器的工作频率和工作电压，在CMOS电路中，最大的一项功率损耗是驱动MOSFET栅极所引起的损耗，其大小为

P loss= C g f(I out)V in2（1-1）为栅极电容，f为频率。功率损耗与频率及输入电压（即IC的电源其中，C

g

电压）的平方成正比。针对不同的运算和任务，把频率和电源电压降低到合适的值，可以有效地减少功率损耗。

TI的DVS(动态电压调整)技术有效地将处理器与电源转换器连接成闭环系统，通过I2C等总线动态地调节供电电压，同时调节自身的频率。TPS65010集成了充电电路、电感式DC/DC和LDO，同时还可以通过I2C总线对各路输出电压进行调节，非常适合为处理器供电。

b.音频功率放大

音频功率放大器是便携式设备特别是手机、mp3、mp4中的能量消耗大户。传统的技术采用AB类线性放大器，其效率随输出功率变化，最高只有70%。使用D 类功率放大器，利用PWM的方式，可使效率提高到85～90%，如TPA2010D1输出2W的功率，效率可达90%。

c.马达、LCD、背光驱动

在数码相机中镜头马达、LCD、背光驱动等设备也消耗很多能量，关键就是尽量节省该部分的耗电，采用电路休眠设置而减小其耗能。

电源管理在便携设备中的作用日趋重要，一个高效的系统是要将电源管理的观念贯穿于设计的每一个环节，并且平衡系统多方面因素设计完成的。随着半导体技术和电子技术的发展，越来越先进的节能技术不断涌现为手持产品的不断发展助力。

1.2多电压输出电源管理芯片的市场需求

自1958年集成电路问世以来，半导体技术的发展可谓一日千里，电源管理技术也在集成化的道路上飞速前进。如今高性能的集成电源管理芯片在便携式设备内已被广泛采用，以得到高效的电源且缩小设备体积，并成为便携式设备的关键组成。

便携式设备的广泛使用，促进集成电源管理芯片飞速发展，目前已发展到几百个品种，按工作方式分线性集成稳压器和开关式集成电压转换器；按电路的结构形式分单片式集成电压转换器和组合式集成电压转换器；按管脚的连接方式分三端式集成电压转换器和多端式集成电压转换器；按制造工艺分半导体集成电压转换器、薄膜混合集成电压转换器和厚膜混合集成电压转换器。各种类型电源管理芯片应用在不同的场合中，为便携式设备保驾护航。

市场需求是技术发展的原动力。电源管理芯片随着便携式设备的不断发展而不断完善提高性能。数码相机集合了各种电子元件（镜头马达、LCD背光、闪光灯、DSP等），则其电源管理就要包括I/F电源、镜头驱动马达电源、LCD电源、背光电源等（如图1.1），如何优化电源设计关系到整机的低功耗、小尺寸和高可靠等关键特性。随着数码相机近年来逐渐成为主流消费电子产品后，消费者对数码相机功能的要求亦不断提升，例如高像素、短片拍摄功能、大LCD显示屏、大容量存储和小体积等。延长使用及待机时间成为数码相机设计面临的重要挑战，也是电源管理芯片的一个挑战和机遇。设计具有多路电压输出的单片集成电源管理芯片越来越有必要性，是电源管理芯片促进当前便携式设备发展的关键，也是电源管理芯片未来的主要发展方向。

国际上许多半导体公司都抢先设计推出多路电压输出的集成转换器以抢占

市场，获取巨大利润，例如瑞萨科技公司(Renesas Technology Corp)日前推出用于数码相机的DC/DC转换器M62298FP。该转换器输入电压范围为2.5到6.0V，适用于采用1节锂离子电池工作的设备，集成了四个升压转换器通道和三个降压转换器通道，可以单芯片提供数码相机所需的所有电源电压，且采用0.5μm BiC-DMOS工艺，可将以前的外部输出MOSFET集成到除了为IC本身提供5.8V升压电源电压的转换器之外的其余六个转换器通道，更有助于缩小数码相机的体积。

综上所述，随着手机、数码相机、数码摄像机等便携式设备的功能越来越复杂，对电源管理芯片的要求越来越高。设计可以单片解决便携式设备多样化的电源管理功能的具有多路电压输出转换器集成芯片已成为今后电源管理类芯片的重要发展方向，本论文正是基于此类应用而开发具有双路电压输出的DC/DC

转换器。

1.3DC/DC集成电路芯片的发展趋势

集成DC/DC的设计技术及生产工艺在国内外均已成熟并标准化，其效率达到90%以上。为了满足不断发展的电子产品的需要，并且随着半导体工艺水平不断提高，集成DC/DC电压转换器呈现出以下趋势[2]：

1.3.1提高效率

主要采用如低漏失电压、低静态电流、低维持电压和同步整流等技术来减小芯片功耗而提高转换效率。

1.3.2减小体积

减小体积有利于产品小型化和降低成本，通过调整管集成和采用高的工作频率而缩小电源管理芯片和外围器件的尺寸。

1.3.3多功能和多工作模式

单片集成具有多路输出、多管理方案和多工作模式转换器。

1.3.4保护措施完善

有过温保护、过流保护、电池反接保护、输出短路保护等。

1.3.5大电流输出

1.4论文的内容安排

本论文具体章节安排为：第一章介绍了电源管理芯片的现状、发展趋势以及论文的主要工作和章节安排第二章论述Buck型DC-DC基本原理、控制模式及主要性能指标;第四章分析峰值电流模Buck型DC-DC稳定性的理论，在此基础上对电压环和电流环进行了有效的补偿;最后是结束语。

2 Buck 型DC-DC 原理介绍

2.1 BUCK 型DC-DC 基本原理

非隔离式DC-DC 稳压器主要有三种基本结构:降压型稳压器、升压型稳压器和降压-升压型稳压器。它们都属于感性电路，主要由开关晶体管、储能电感、肖特基二极管和滤波电容构成。

BUCK 型DC-DC 又称串联开关稳压电源，这是最基本的一种直流转换器，其基本拓扑结构[2.3.4]如图2.1所示，它由开关S 、续流二极管D 、储能电感L 、输出滤波电容C 和输出负载电阻R 组成。

根据电感L 中电流的情况，DC-DC 稳压器的工作模式可以分为连续导通模式(CCM)[3.4.5]和非连续导通模式(DCM)[3.4.5]。在稳压器的开关S 导通期间，电感L 中的电流上升;在稳压器的开关S 截止期间，电感L 中的电流下降。如果在稳压器的开关截止期间，电感L 中的电流降到零，则在截止期间的剩余时间内电感L 中存储的能量将为零，则我们称稳压器工作于非连续导通模式;否则稳压器工作于连续导通模式。下面我们对Buck 型DC-DC 稳压器的两种工作模式分别进行说明和分析，以便我们了解系统。

2.1.1 连续导通模式工作原理 在工作过程中，当控制脉冲使开关导通之后，

开始充电，输出电压VouT 加到负载两端，在充电过程中，电感L 内的电流逐渐增加，存储的磁场能

量也逐渐增加。此时，续流二极管D 因反向偏置而截止。经过

时间以后，控制信号使开关截止，L 中的电流减小，L 两端产生的感应电势使D 导通，L 中存储的磁场能量便通过续流二极管D 传递给负载。当负载电压低于电容

两端的电压时，

便向负载放电。经过时间后，控制脉冲信号又使开关导通，上述过程重复发生。

主开关一般使用双极晶体管或MOSFET 晶体管，因为MOSFET 晶体管开关速度较快，控制逻辑相对简单，故MOSFET 主开关得到了大量的使用。根据晶体管的开关特性，在管子的栅极加入控制信号就能控制它的导通和截止。对于N 沟道MOSFET 来说，当栅极加入正向信号时，管子导通且处于线性电阻区。在线性电阻区，MOSFET 的导通电阻很小，故压降很小，基本可以忽略不计。当N 沟道

图2.1 BUCK 型DC-DC 电路基本拓扑结构

MOSFET的栅极加入反向信号时，管子截止，MOSFET的电阻近似无穷大。当控制

信号使主开关导通时，电感L中的电流从最小值。增大到最大值，当

控制信号使主开关截止时，L中的电流又从最大值减小到最小值。假设主开关具有理想的开关特性，其导通压降可以忽略不计，那么:

(2-1)

由此可得:

(2-2) 开关导通状态终止时,t=时L中的电流到达最大值，即:

(2-3)

在主开关截止期间，L中的电流经续流二极管D向负载释放能量，假如忽略D的正向压降，则可得出下列方程:

(2-4)

由此可

(2-5) 主开关截止状态终止时，,L中的电流下降到最小值，即:

(2-6) 结合上述公式可得：

(2-7)

其中为开关导通时间，为开关截止时间，T为主开关工作周期，f为主开

关工作频率，D为占空比。上式即为DC-DC转换器工作于连续导通模式时输入电压和输出电压之间的直流关系。

2.1.2 非连续导通模式工作原理

在工作过程中，当控制脉冲使开关导通之后，开始充电，输出电压加到负载两端，在充电过程中，电感L内的电流从零开始逐渐增加，存储的磁场能量也从零开始逐渐增加。此时，续流二极管D因反向偏置而截止。经过

时间以后，控制信号使开关截止，L中的电流减小，L两端产生的感应电势使D 导通，L中存储的磁场能量便通过续流二极管D传递给负载。当负载电压低于电

容两端的电压时，便向负载放电。经过时间以后，电感中的电流减小到零，电感中没有能量的存储，这时完全靠电容对负载放电。此时，续流二极

管D因反向偏置而截止，故电感中不会出现反向电流。在经过时间后，控制脉冲信号又重新使开关导通，上述过程重复发生。

根据能量守恒定律得:

(2-8)

(2-9)

则:

(2-10) 由式(2-10)可得：

(2-11) 在非连续模式中：

(2-12)

式中D为主开关导通时间所在整个周期的比例，为电感中电流下降到零所用时间所占整个周期的比例，为电感中没有能量的时间所占整体周期的比例。

将式(2-11)带入(2-12)可得：

(2-13) 我们知道:

(2-14)

由式(2-12)得：

(2-15) 将式代入(2-15)代入(2-14)可得：

(2-16)输出电流可表示为：

(2-17) 则：

(2-18)

(2-19)

(2-20) 从而可以解得：

(2-21) 将式(2-21)代入式((2-11)可得:

(2-22)

上式即为DC-DC转换器工作于非连续导通模式时输入电压和输出电压之间的关系。

当转换器的负载电流变小时，导通时间降低，电感电流在期间内会降

低到零，形成电流的非连续，称为不连续导通模式(DCM)。连续导通模式和不连续导通模式之间边界的负载电流为:

(2-23)

2.2DC/DC转换器系统控制模式

2.2.1 开关型DC/DC转换器的基本控制模式

从开关型DC/DC转换器的基本原理我们知道，其输出电压受开关管占空比D 的控制。控制占空比的方式一般有脉冲宽度调制((PWM)[6]模式和脉冲频率调制((PFM)[6]模式两种。PWM模式控制具有固定的工作频率，并可通过改变电感的充电、放电时间来保持稳定的负载电压。这种控制技术能够在较宽的负载范围内保持较高的转换效率，但在轻负载的情况下效率较低。此外由于开关频率是固定的，因而使得噪声频谱的带宽很窄，宜于滤波，这样只需简单的低通滤波器就能大大降低输出电压的纹波，因此这种控制结构可被广泛应用于电信设备等对噪声干扰较为敏感的应用系统。PFM调制电路的开关信号占空比通常保持为50%，通过控制开关频率可提供稳定的输出电压。与PWM模式相比，在轻负载条件下，PFM模式具有更高的效率，但是采用PFM模式控制的系统工作频率不固定，因而给滤波造成困难，因此输出电压有较大的纹波，而且输出噪声、纹波的频谱在不同负载时有较大的变化范围。所以，我们分析

采用PWM控制模式。

PWM型开关稳压器是一个闭环系统，其基本工作原理就是在输入电压、内部器件参数或外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环负反馈，调节开关器件的占空比，从而实现稳定输出电压或电流。PWM 模式控制的取样信号有输入电压、电感电压、输出电压、输出电流、开关器件的电流。通过对这些信号进行采样，可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流或恒定功率的目的，同时还可实现一些附加功能，如过流、过压保护等。 PWM开关稳压器主要有电压模式控制和电流模式控制两种方案。在电压模式控制中，转换器的占空比正比于实际输出电压与理想输出电压之间的误差差值;在电流模式控制中，占空比正比于额定输出电压与变换器控制电流函数之间的误差差值。控制电流可以是非隔离拓扑结构中的开关电流或隔离拓扑结构中的变压器初级电流。两者的基本工作原理和优缺点分别介绍如下:

a.电压模式控制

电压模式控制PWM是六十年代后期开关电压转换器刚刚开始发展就采用的一种控制方法。该方法与一些必要的过流保护电路相结合，至今仍然被广泛应用。Buck型DC-DC的电压模式控制的原理框图如图所示。在此电路中，振荡器产生

锯齿波电压，在转换器开关周期T期间从最小值(一般为D到某

最大值(对应于最大占空比)呈线性斜波。误差放大器EA对基准电压和输出电压反馈信号 ( = (R2 /(Rl + R2)))之间的差值进行放大。当输出电压很小，以至远远小于时，占空比达到最大值。输出电压升高会使占

空比变小，从而通过负反馈使输出电压稳定。

图中电压误差运算放大器(EA)的作用有以下几点:

(1)将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。该运放的直流放大增益理论上为无穷大，实际上为运放的开环增益;

(2)将开关电源主电路输出端的附带有较宽频带开关噪声成分的直流电压信号转变为具有一定幅值的比较“干净”的直流反馈控制信号(Vc)。即保留直流低频成分，衰减交流高频成分。(图2.2)中电压模PWM控制DC-DC转换器原理框图

因为开关噪声的频率较高，幅值较大，高频开关噪声衰减不够的话，稳态反馈不稳;高频开关噪声衰减过大的话，动态响应较慢。虽然互相矛盾，但是对电压误差运算放大器的基本设计原则仍是“低频增益要高，高频增益要低”;

(3)对整个闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。

图2.2 电压模PWM控制DC-DC转换器原理框图

电压模式控制的优点为:

(1)占空比调节不受限制，最小可以为0，最大能够达到1，同时占空比的变化对系统没有影响。

(2)PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。

(3)单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。

(4)对输出负载的变化有较好的响应调节。

(5)对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好。

电压模式控制的缺点:

(1)系统对输入电压的变化动态响应速度较慢，从而导致负载调整率较大。这是因为电压模式控制只有一个电压反馈闭环，当输入电压突然变化或负载阻抗

突然变化时，因为有较大的输出电容及电感L相移延时作用，输出电压的

变化也延时滞后，输出电压变化的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器进行脉宽调制。这两个延时滞后作用是动态响应速度慢的主要原因。

(2)补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益和频率特性随输入电压而变化使其更为复杂这样系统稳定性设计难度变大。

(3)输出LC滤波器给控制环路增加了双极点，在设计补偿电路时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。

b.电流模式控制

电流模式控制[5]PWM是双闭环控制系统，它包括两个控制环路:内部电流控制环路和外部电压控制环路。内部电流控制环路是瞬时、快速的，是按照逐个脉冲

工作的。其结果是在逐个开关脉冲上不仅仅可以响应负载电压的变化而且也可响应电流的变化。在该双环控制中，内部电流控制环路负责输出电感的动态变化，因而外部电压控制环路仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。因此，电流模式控制PWM的带宽比电压模式控制的大得多。根据电感电流采样信号的不同方式，电流模式PWM控制又可分为峰值电流模PWM控制(Peak Current-ModeControl)和均值电流模PWM控制(Average Current-Mode Control)。

(1)峰值电流模式

峰值电流模式[7]控制在七十年代后期才从学术上作深入的建模研究，直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。Buck型DC/DC的峰值电流模式控制原理框图如图所示。在此电路中，误差放大器伍A)放大得到的误差电压信号Vc送至PWM比较器(PWM)后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号Vsc 比较，然后得到PWM脉冲关断闽值。因此峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是通过控制电感峰值电流间接地控制PWM脉冲宽度。

峰值电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同峰值电感电流可以对应不同的

平均电感电流，而平均电感电流值才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将斜率为(图2.3)中峰值电流模PWM控制DC-DC原理框图电感电流下降斜率一半以上的补偿电流加在实际检测电流之上时，可以去除不同占空比对平均电感电流的扰动，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，因而合成波形信号Usc要由斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成。但是当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度时，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制，或者当输出电流减小或处于空载状态并且斜坡补偿信号幅值比较大的时，峰值电流模式控制从原理上也趋向于变为电压模式控制。

图2.3 峰值电流模PWM控制DC-DC转换器原理框图

峰值电流模式控制PWM的优点为:(1)暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载变化的瞬态响应较快。(2)瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个

脉冲限流功能有效的保护了主开关。(3)因为电感处于内部控制环路中，其电感电流不再是一个单独的变量，消除了整个滤波电感所带来的极点和系统的二极特性，使整体系统成为一个由输出电容和负载电阻构成的单极点系统，这样控制环易于设计。

但是峰值电流模式控制PWM也有其潜在的一些缺点:

1)容易发生亚谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频亚谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿[8]。但是即使采用了斜坡补偿在某些极端情况下依然会发生亚谐波振荡现象。

2)对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能状态，与控制电压决定的电流电平相比较，开关器件电流信号的上升斜坡通常较小，电流信号中较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入亚谐波振荡。

3)占空比调节受限制。因为峰值电流模式控制采用主开关每个周期导通的方式，同时系统的响应时间受逻辑电路延迟、信号传输时间、主开关导通和关断时间等限制导致系统存在最大和最小占空比。当系统工作于最大占空比以外时，系统将处于半连续导通模式，容易发生亚谐波振荡。

虽然峰值电流模式控制存在着一些缺点，但是只要设计合理，斜坡补偿量足够，同时采用最小导通时间来防止器件时的反向恢复引起的电流尖刺等噪声并在版图设计时注意器件的布局，全可以将上述多数缺点消除。至于亚谐波振荡问题，目前尚没有发现有效的彻底解决的方案，但是技术可以在多数情况下避免。通过斜坡补偿[10]等技术可以在多数情况下避免。

(2)平均电流模式

由于峰值电流模式控制在应用推广时遇到一些问题，加上八十年代后期平均电流模式[11]控制理论研究上的进展和成熟，系统设计人员开始对平均电流模式控制的应用进行深入的研究。Buck型DC/DC的平均电流模式控制原理框图如图所示。在此电路中，输出电压信号Vo与基准给定电压VRE:的差值经过电压误差放大器VEA放大后得到误差电压Vc，它接至电流误差信号放大器CEA的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号而带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号VE接至电流误差信号放大器CEA的反相端，代表跟踪电流编程信号实际电感平均电流。VE与VC的差值经过电流放大器CEA的放大后，得到平均电流跟踪误差信号Ve。再由Ve及三角锯齿波信号通过比较器比较得到PWM关断时刻。

平均电流模式控制的优点有:

1)平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号;不需要斜坡补偿。

2)调试好的电路抗噪声性能优越。

3)适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制，易于实现均流。

同样平均电流模式控制也有一些缺点:

1)电流放大器在开关频率处的增益有最大限制。

2)双闭环放大器带宽、增益等参数配合设计调试复杂。

图2.3 平均电流模PWM控制DC-DC转换器原理框图

3 DC-DC 系统的稳定性分析

我们对于峰值电流模控制模式，电压外环控制电流内环，这是一个双闭环控制系统，设计时需要对电压环和电流环的稳定性进行仔细分析，从而采取有效的补偿，保证整个系统的稳定性。

3.1 电压环稳定性分析

Buck 型DC-DC 内部电压环主要由芯片内部误差放大器(EA)、内部调制器和外部输出电容、负载组成。必须要对这个电压环有一个透彻的分析，从而合理地进行电压环路补偿，调节控制环路的频率响应以保证环路的稳定性及优化瞬态响应。

3.1.1 基本反馈理论

我们先考虑图中所示的基本负反馈系统[12]，并假设日是常数。则该闭环传输

函数为:

(3-1)

对于这个负反馈系统，如果同时满足下列两个条件，便可以在某频率点产生环路振荡：其一，在频率下，环路增益能够使反馈变为正反馈；其二，此时的环路增益大于等于1。环路增益幅值等于1和使环路增益相移等于-180度的两个频率点分别被命名为“增益交点”和“相位交点”；相位交点处对应的增益幅度称为增益裕度，而增益交点处对应的相移再加上180度就被定义为相位裕度。它们在稳定性方面起着重要的作用。为了使系统稳定增益交点必须落在相位交点之前，即相位裕度大于零。一个无条件稳定的线性系统，应保证拥有6dB 的增益裕度和45度的相位裕度。

开关型电压转换器的环路分析通常是采用线性化方法，系统框图如图2所示。在P 点将环路断开，得到系统环路增益为：

(3-2)

对系统环路增益进行分析，要保证系统无条件稳定，系统相位裕度通常应大于60度，而增益裕度则不做过多考虑[13]。

图3.1 基本反馈系统

3.1.2 电压环稳定性分析与频率补偿

(图3.3)给出了常见的Buck 型DC-DC 芯片的控制环路简化图。该环路兼有DC 增益和交流频率响应特性。DC 控制环包括反馈电阻网络、误差放大器、电流比较器、峰值电流采样和芯片的外接负载。DC 环再加上输出电容反馈电容 和阻容补偿网络下图给出了常见的Buck 型IX-IX ；芯片的控制环 就构成了AC 环。

DC-DC 负载调整率取决于环路DC 增益，也就是说DC 增益越高,负载变化对输出的影响越小。DC 增益等于电阻反馈网络增益、误差放大器电压增益以及内部调制解调器增益之积。

电阻反馈网络增益：

(3-3) 其中，是内部0．8V 基准，为输出电压。

误差放大器增益为:

图3.2 开关电压转换器反馈系统

图3.3 常见的BUCK 型DC-DC 芯片的控制环路简化图

(3-4)

其中，为误差放大器的跨导，是误差放大器输出阻抗。

内部调制器Dc增益应按下式计算：

(3-5)

其中，是内部调整器的跨导，为芯片负载。

如图所示的电路，．Buck型DC-Dc芯片有两个低频极点和两个低频零点。两个低频极点一个是输出电容、电阻引起的，而另一个则是误差放大器输出阻抗与内部补偿电容构成的。计算如下：

由输出电容、负载电阻RL带来极点的频率为：

(3-6) 误差放大器输出阻抗与内部补偿电容构成的极点为：

(3-7) 一个低频零点由芯片内部阻容补偿网络决定，它的频率为：

(3-8) 另一个低频零点是由外接反馈电阻电容构成：

(3-9) 另外，电压环路中还存在输出电容及其ESR形成的其频率为：

(3-10) 当然外接反馈电阻、和电容也会形成一个极点：

(3-11)

但BUCK型 DC-DC芯片的、频率较高，处于环路的0dB带宽之外，所以

不影响稳定性。采用了这种内部频率补偿技术，就可以使电压环路的稳定性并不取决于输出电容及其ESR。虽然该输出电容零点对芯片的稳定性没有贡献，但值

得一提的是：如果我们用两个相同的并联作为新的输出电容，则可以将输

出极点频率减半而不会影响到输出电容零点。这是因为虽然电容翻倍了，但其ESR 却减半，同时负载电阻RL保持不变，最终使得RL、的乘机增大，但ESR、

乘机却保持不变。

3.2 电流环稳定性分析

对于峰值电流模PWM控制模式，当控制信号方波的占空比D大于50%时电流反馈环路会出现开环不稳定，容易发生次谐波振荡。为了解决这些问题，必须引入斜坡补偿。本节我们首先分析了次谐波振荡产生的原因，然后介绍了斜坡补偿理论，最后对本芯片所采用的分段线性斜坡补偿进行原理分析，以保证电流环路的稳定性。

3.2.1 次谐波振荡产生的原因

当控制信号方波的占空比大于50%时，电感电流连续时可能会出现低次谐波振荡。这种不稳定性通常是由电感电流或者控制电压的扰动造成的，下面逐一进行分析。

a.电感电流的扰动

由于电路工作过程中各种因素的影响，可能会造成电感电流突然发生变化。这种变化在控制信号方波的占空比小于50%时可以通过电路内部的反馈调节机制来重新达到一定的平衡。然而，在占空比大于50%时可能会产生低频振荡甚至是不稳定的状态。这种现象可由下图形象直观地表明。图中Vc为电压反馈回路的误

差放大信号，实线波形为未加扰动的电感电流，虚线波形为叠加Io扰动量的电感电流，D为占空比，、-分别代表电感电流的上升、下降斜率。经过一个周期T，由初始扰动电流△h引起的电流误差I,为:

(3-12) 同理，可以证明经过n个周期后，引起的电流误差为:

(3-13) 因此可得以下结论：

当<，即D<50%时，电流误差将逐渐趋于0，故而系统稳定;

当> ，即D>50%时，电流误差将逐渐放大，从从而导致系统失控，

电源的抗干扰性能差，不能稳定工作。

b.控制电压的扰动

如(图3.6)所示，当开关导通，电感电流以

的斜率上升。当电流达到由控制电压建立的门限值Vc 时，电感电流将以的斜率下降，直至下一个振荡周期。而如果控制电压在该周期内出现一个扰动变为

，就会产生一个小的初始误差，电感电流波形如图中虚线所示，不稳定的情况就会出现。

由于开关导通时钟固定，电流衰减时间被减小，根据解析几何可以算出，下一个周期开始的时刻，电流误差为

:

(3-14)

而电流误差为：

(3-15)

图3.4 D<50%时的电感电流波形

图3.5 D>50%时的电感电流波形

同理，可以证明经过n 个周期后，引起的电流误差为：

(3-16) 同样可以得出如下结论: 当< ，即D<50%时，电流误差将逐渐趋于0，故而系统稳定; 当> ，即D>50%时，电流误差将逐渐放大，从从而导致系统失控，电源的抗干扰性能差，不能稳定工作。

3.2.2 斜坡补偿理论[14][15][16]

如果只允许电路在小于50%占空比的情况下工作，便可以解决上述次谐波振荡的问题，但这会大大限制稳压器的应用范围，理想的方法是引入斜坡补偿信号以

实现电流环路的稳定。引入斜坡补偿信号有以下两种方法:其一是在误差放大信号上叠加斜坡补偿电压;其二是在电流反馈电压上叠加斜坡补偿电压。两种补偿方法原理上完全相同的，下面以在误差放大信号Vc 上叠加斜坡补偿电压为例，进行斜坡补偿原理推导。

(图3.7)是这种补偿方法的原理示意图。该方法就是在误差放大信号Vc 上叠加斜坡补偿电压形成新控制电压后输入到PWM 比较器一端，与PWM 比较器另一端的电流反馈电压比较。其中，-m 是斜坡补偿电压的斜率。

由(图3.7)可以证明，经过一个周期后，由引起的电流误差为

:

(3-17)

经过n 个周期后，由引起的电流误差为:

图3.6 控制电压的扰动引起的次谐波振荡