2~12GHz宽带微波跳频源方案设计

４ 关键技术 ．
２ ２Ｈ频率源的设计重点在于 Ｃ电 －１ ｚ Ｇ ＰＢ 路布板、 Ｌ环路滤波器的设计、 ＰＬ 放大倍频链路的设 计以 ＰＴ 及Ｓ６开关的设计。以 下分别进行详细讲述。
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２０＇ ０ ５全国微波毫米波会议论文集
４ １ 电路布板 ． Ｃ ＰＢ
本文设计的２ ２ ｚ －１ Ｈ微波跳频源既有数字电路也有模拟电 既 Ｇ 路， 有低频电 路也有高频电 路， 囚此进行电磁兼容设计是很必要的。 重点考虑以下几个方面：
其中 关为 鉴相器的比 较频率， Ｎ为ＰＬ 频比。 Ｄ 的 频率是作为ＰＬ Ｌ分 Ｄ Ｓ 输出 Ｌ 鉴相器的比
较频率的， 所以 为了 得到更好的相噪， Ｄ 的输出 ＤＳ 频率应该尽量高一些。 （） Ｌ 芯片Ａ Ｆ １ ， ２ 对于ＰＬ Ｄ ４１ 其分频器采用的是双模分频器， ３ 分频比Ｎ Ｐ 十 ， ＝ Ｂ Ａ 且满足 条件 Ｂ Ａ Ｂ ２ 双模分频器 Ｐ 十 有四 ＞ ， ｏ ＞ ／ １ 种模式可选择： ／ １ １， ３， ６． Ｆ １ Ｐ ８ ， ７ ３／ ６／ Ａ ４１ ９ ６ ／ ２３ ４５ Ｄ ３ 允许的双模分频器的最大输出频率为２０ Ｈ ， ０Ｍ ｚ 这样当Ｖ Ｏ输出频率为２ Ｈ 时， ／ １ Ｃ Ｇ ｚ Ｐ ＋ 不能选 Ｐ 择８ ， ／ 输出频率为４ Ｈ 时， ／ １ 选择 ８ ， １。当Ｐ ９ Ｇ ｚ Ｐ ＋ 不能 Ｐ ／ １ ７ ９ ６ ／ 值较大， 而Ｎ值为获得较好相 噪取得相对较小时， ＞ ， ２ 条件限制下， 在Ｂ ＡＢ 的 ＞ Ｎ值的取值有限， 很多Ｎ值将无法获得， 所以 应合理选择Ｄ Ｓ Ｄ 的输出频带。 （）要避开 Ｄ 杂散较大的输出 Ｄ Ｓ ３ 频点。 在实际应用中，有一些点的杂散信号很大， 而且离
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放大倍频链路中最主要的是各级滤波器的设计。 此链路中涉及的 滤波器有两种， 低通和带 通滤波器。 微带低通滤波器可由 高低阻抗线实现， 这里不再 － ．． ，留留吕号．．． 详述。 对于带通滤波器， 这里主要用于二 倍频器前后级的 滤 图 ５ ６Ｈ ＢＦ 路图形 ４ － Ｇｚ 电 Ｐ 波，重点是滤除基波及三次谐波。 带通滤波器的实现方 法很 甄 园 多，比 如基于Ｓ 结构的 Ｉ Ｒ 平面滤波器、 传统的 平行祸合线滤 戚一 ｝ｘ ６凰｀． ｕ ． ＂ ＂ 一 一 波器， 前者的 一个优势就在于寄生通带容易控制， 带外抑制 比 较好， 但是带宽 一 较窄， 般比 而后者的带宽可以 做到２％ ０ 左右， 寄生通带大概出 现在二倍通带的位置， 相当于本方案 ＼ ， 岁 中倍频输出后四次谐波的地方， 对奇次谐波的抑制不会造成 大的影响， 再加上这种结构的设计方法己 经很成熟， 因此采 用平行祸合滤波器的 形式。其设计方法可参看〔 第五章。 ３ １ ｂ ］ 一 一 以 ５ ＧｚＰ为例， －６ＨＢＦ 通过计算可 得出 它的电 路尺寸初值， ｉ 引｝ Ｗ 艺 再经ＡＳ Ｄ的仿真和优化， 得到的仿真结果如图５ 所示。 其他波 图５ Ｇｚ 仿真结果 ． Ｈ ＢＦ ５ －６ Ｐ 段的ＢＦ Ｐ 以同样的方法进行设计。
ＰＬ Ｌ 频率合成技术具有高频率、 宽带、 频谱质量好的优点， 但是其频率切换速度低， Ｄ 而ＤＳ 技术具有高速捷变能力、 高度的频率和相位分辨能力， 但频谱纯度不如ＰＬ ＤＳＰＬ Ｌｏ ＋Ｌ 频率合成 Ｄ 就是以ＤＳ Ｄ 来作为 ＰＬ Ｌ 的参考源驱动 ＰＬ 一类混合型频率合成技术。 Ｄ 有输出 Ｌ的 ＤＳ 步长小而又 有较高相噪的 优点， 但又有杂散多的 缺点。 ＰＬ 而 Ｌ 在输出 步长小时， 相位噪声差， 但对杂散的 抑制性能良 好。 所以ＤＳ Ｌ 两种频率合成技术结合起来， Ｄ 与ＰＬ 取长补短， 相得益彰，是一种非 常合理的 频率合成４冲卞室一 ｗ 宜其太ｋｉｍ － Ｌ 加下・ ｌ ｔ
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２ １Ｇｚ － ２Ｈ 宽带微波跳频源方案设计 ｖ
李明亮 吴正德 唐小宏
成都电 子科技大学电 子工程学院 ６０５ １ ４ ０
摘要： 本文介绍了 －２Ｈ ２１ ｚ宽带微波跳频源的实现方案和关键技术。 Ｇ 其中跳频由 Ｄ实现， ＤＳ 采用ＤＳ ＰＬ Ｄ＋ Ｌ的混合频率合成方案实 现低端频率２ ４Ｈ的输出，再通过分段倍频链实现从 － Ｇｚ ２４Ｈ到２１ Ｈ的 －Ｇｚ －２ ｚ 扩频，并由 Ｇ 微波开关 控制选频输出。 整个系统通过ＰＣ Ｉ 单片机控制，具有高 频率分辨率，高 频率转换速度， 可程控， 成本低等特点。 关键词： 颇率合成 ＤＳ Ｌ Ｃ 机 Ｓ６开关 Ｄ Ｐ Ｐ 单片 Ｌ Ｉ ＰＴ
１ ．引言 随着通信、雷达、电子对抗等领域的发展， 对频率合成器的相位噪声、杂散和变频速度以 及频带宽度提出了 更高的要求。 在现代战争中，电子侦察与电子对抗越来越受到人们的高度重 视，为 提高截获概率，并对截获信号的载频、 脉内调制等信息进行分析， 复制，进而进行有效 的千扰， 超宽带、快速跳变、高分辨、高杂波抑制和低相位噪声的频率合成器是电 子侦察与 对 抗系统所期望的。本文实现的２１Ｇ ｚ － Ｈ 宽带跳频源在雷达和电 ２ 子战领域有着广泛的应用。 近年来，为了 满足宽带雷达信号产生的 需求，提出了多种扩展带宽的方法。如针对 ＤＳ Ｄ频 率较低的缺点， 利用有源或无源倍频器直接倍频、 Ｄ 加混频器扩频、 Ｄ 加锁相环合成以 ＤＳ ＤＳ 及多 路 ＤＳ Ｄ 并行合成等来扩展频带。 但这些方法难实现多倍频程的带宽。 而对于多倍频程的 带宽扩 展， 可以 采用多 个锁相环路选频输出的方法，即 利用多个 ＶＯ Ｃ 实现宽 频带覆盖，然后用开关控 制选频输出， 但用此方法设 计的系统体积较大，成本较高， 增加了 设计难度。除此外， 可以实 现超宽带频率输出 且现今使用最广泛的方法是使用ＹＧ Ｉ 调谐振荡器， Ｔ． 是利用忆铁石 即ＹＯ ＹＧ Ｉ 榴石材料的 铁磁共振特性研制而成的一类微波器件，用ＹＧ Ｉ 作调谐的ＧＡ ＦＴ ａｓ 振荡器，其调谐 Ｅ 频带往往能达到几个倍频程。 ＹＯ 但 Ｔ 调谐时间 较长， 不适合做快速捷变得跳频源， 它主要用于 对跳频时间要求不高的频率源以 及信号源、频谱分析仪、网 络分析仪等电子设备中。 本文尝试 采用一种ＤＳＰＬ分段倍频链的方法实现２１ Ｈ 的频段覆盖，由开关控制选频输出，整个系 Ｄ＋Ｌ＋ －２ ｚ Ｇ 统由 单片机控制。这样可实现不同频段可具有不同的跳变步长．使用简单灵活。
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１ ．接地 一般接地的原则是：数字地与模拟地分开布地， 最终在一点连接，实际中常用一根短线连 接数字地和模拟地， 这样可以较好地切断数字部分的干扰源；电 源电路可以单点接地，数字电
路一般用多点接地： 高频电路应该没有被器件占 用的 地方进行大面积布地，并安装接地板。 此 外，接地线应该短而 粗，宽度应在２３ ｍ以上，并在四周形成环路 －ｍ ２ 源去祸 ．电 普通的 源输出 直流电 都含有一些高频和低频千扰成分，在接入器件之前必须进行去 祸。一 般在直流电 源与地之间跨接一个 ｌ Ｆ ｌ ｕ 的电 Ｏ －０ Ｆ 解电容来滤除低频干扰，耐压按工作电 ｕ ０ 压的 几倍值来取， 另外用一组Ｏ Ｉ －ｕ 的电 ．ｕ ｌ Ｏ Ｆ Ｆ 容来滤除高频干扰， 如用Ｌ 低通滤波器 Ｃ 则效果更好。 ３ 路布局 ．电 电 路板要合理分区， 模拟电 路和数字电 路要分区 布置；晶 振与单片 机引脚应尽量靠近， 用 地线把时钟区隔离起来，晶振外壳接地并焊牢；电 路走线中需要转弯的地方使用４罢疏指 ５ 免９罢． ０ 散热良 好；电源线、地线要尽量粗，过孔尽量少。
２ ＤＳ Ｐ 混合频率合成技术 Ｌ ． ＋ Ｌ Ｄ
Ｄ 扁 Ｆ 习 ｅ ｆｔ Ｄ 减Ｈ 卜 Ｐ 井 Ｌ 一 Ｓ Ｐ Ｄ一 Ｆ ４ 卜 ｝ ０ ａ
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图Ｉ 十Ｉ ＤＳＰ Ｄ 几频率合成方框图
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而Ａ Ｆ１ 能 供的Ｖ 最高为 ６ ， 满足 Ｄ ４１ 提 ３ ｐ ＋Ｖ 不能
调谐电压的要求，所以要使用有源滤波器。 图３标准反 馈有源滤波器 所示。这种方法允许电荷泵输出电 压 本文采用标准反馈形式的有源滤波器，原理图如图 ３ 为电 荷泵电 ｒ 压的一半，这对减小杂散有利。 Ｄ电 ｙ
４３ ． 放大倍频链路的设计
主 频很近， 无法ห้องสมุดไป่ตู้除。 应该避免 这些 所以 输出 频点。 些频点 靠近， ， ， ， ／的 这 为 ／ ｆ ｆ 关 ６ 频 ３ ／ ／ ４ ５
点。
最后选择ＤＳ Ｄ的输出 频带为１． ０８３Ｍｚ ５６５ ． Ｈ。其中分为三个频段：１． － ２－２ ３３ ５６５ ２＾ １．３２Ｍｚ １．６１ ０８３Ｍｚ １．２－２．３３Ｈ。 ９５１５Ｈ， ３１－２．３３Ｈ， ６５ ０８３Ｍｚ分频比Ｎ ７ ５ 分别取１８ １４ １２ ２， ， ，对 ４ ９ 应的Ｖ０ 频带分别为２ ．Ｇｚ ２５－ Ｈ， － Ｈ。 Ｃ输出 －２５Ｈ， ＾３ ｚ ３ ４ ｚ 这三个频段分三路分别进行放大倍 ． Ｇ ＾Ｇ 频，生成六路信号，止好覆盖２－ Ｇｚ 输出频带， ＾１ Ｈ的 ２ 再由 ＰＴ 一Ｓ６开关控制进行选频输出。 单片 机控制ＤＳ 频率控制字， Ｌ的分频比 ，以 ＰＴ Ｄ的 Ｐｌ ． Ｎ 及Ｓ６开关。
（ １Ｇ ｚ ２ ２ＨＩ －
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３４ ｚ 一 － Ｇ －Ｇ￣｛ Ｉ Ｈ Ｘ ２ ６８ ｚ Ｈ
图２跳频源系统方案图
ＤＳ 时 Ｄ的 钟频率为１ Ｍｚ由 ｙｕｔ ２ Ｈ， Ｎ ｑｉ定理可知， ０ ｓ 理论上Ｄ Ｓ 输出 为 Ｄ 的 频率 儿为０ ２ Ｈ ． ｆ／ ｚ Ｍ 但由 镜像 于 频率关 人 存在， 保证两个频率可以 下 的 为了 有效地分 Ｄ Ｓ的 频率一 择 开， Ｄ 输出 般选 在０ ． 的范围，即０ ４Ｍ ｚ Ｄ Ｓ的 －０ 长 － ８ Ｈ ． 输出频带选择在 １．５ ２．３Ｍ ｚ Ｄ ５ ２－ ０ ３３ Ｈ 。选择频率输 ６ ８
４ ２环路滤波器的设计 ．
环路滤波器的是锁相环的重要部件， 主要影响 ＰＬ Ｌ 输出的 相噪指标和杂散抑制的 优劣。 环
路对带内 呈低通过滤， Ｖ Ｏ噪声 噪声 对 Ｃ 呈高通过滤， 选择环 可以 路带宽关 在两噪声 源谱密 度
线的交叉点频率附近总是比 较接近于最佳状态的。环路滤波器中的电阻值不应选的太大，否则 电阻噪声就成为一个问题。为了使杂散减少到最 泄漏的 Ｖ Ｏ 可在一定条件下增加衰减度，即 Ｃ， 使用更高阶环路滤波器或增加陷波滤波器。 本文使用的压控振荡器 Ｄ Ｍ － ０１ Ｃ Ｏ１ ４０在 ９ 输出２ Ｇ ｚ 要求的调谐电 －４ Ｈ 时 压为 １ ＋５ ， ＋一 １ Ｖ
３ ２ １Ｇｚ Ｈ 跳频源实现方案 ． ２ －
跳频由Ｄ 实现， Ｄ＋ＰＬ Ｓ Ｄ ＤＳ Ｉ 频率合成产生低端 ２４Ｈ 的频率输出， ． －Ｇｚ 其中Ｖ０ Ｃ 选用 Ｓｎｒｙ ｙｅｇ 公司的 Ｄｈ－９４０频率调谐范围：１ －． ， Ｃ０１０１， １ ． １ 相位噪声： ９ｄｃＨ＠ＯＨ． ９４ Ｇｚ Ｉ Ｉ －０Ｂ／ｚｌ ｚ ＤＳ选用 Ａ ｋ Ｄ Ｄ 公ｕ的Ａ９５． 芯片选用 Ａ 公司的 ＡＦ １３ ］ Ｄ８２ ＰＬ Ｌ Ｄ Ｄ４ １。系统方案图如 卜 Ｔ 所＇： ＇
出范围要考虑二个方面的因素： （） １ 通常情况下， 环带内的噪声源包括分频器， 参考晶体， 鉴相器和 Ｖ Ｏ 但鉴相器产生 Ｃ． 的噪声占 主导地位。由 于鉴相器噪声依赖于比 较频率， 这样理论上可以 把比 较频率归 一 对 化。 于集成的 频率合成器芯片， 厂家大都给出 频率归一化后的 本底相位噪声，本底相位噪声，其实 就是回 推至鉴相频率为 １ｚ时的芯片的本底相噪。 Ｈ 该指标因生产厂家的水平而异。 这样就可以 近似预测 Ｐ Ｌ带内的噪声： Ｌ 相位噪声＝ １ （ ｚ归一化本底相位噪声 ＋０ （＋０ 困） Ｈ ）１ｇ ） １ １ｆ ２ ｇ （） １