开关电源反馈设计
开关电源环路设计与实例详解
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第六章
反馈环路的稳定
的时刻开始的， 直到三角波结束时刻 ! ! 为止。对于这类芯片， "#$ 芯片输出晶体管导通 （驱动信号由芯片晶体管射极输出） 被触发导通， 这将使 " &’ 增大 时， %"% 型功率晶体管 时， 功率晶体管的导通时间增加。这时， 系统变成正反馈而不是负反馈。
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一、 电路稳定的增益准则
电路稳定的第一个准则是： 在开环增益为 # 的频率 （通常称为剪切频率、 交越频率或 截止频率） 处， 系统所有环节的总开环相位延迟必须小于 /!01 （译者注： 作者表述和我们习 惯表述不一致。在 $*2%图中， 我们一般习惯讨论， 开环传递函数的相位裕量和幅值裕量是 。在剪 指开环传递函数幅频特性 （增益特性） 和相频特性， 不包括负反馈引起的 #301延迟） 切频率处， 总开环相位延迟小于 /!01 （在此频率处， 总开环增益为 #） 的角度， 称为相位裕 量。 为了使系统中各器件工作在最恶劣的情况下时， 仍然保持稳定， 通常的设计准则是， 使系统至少有 /41 5 641的相位裕量。
图 # $ % （ &） 开关整流 ’( 滤波器的幅频特性； （ )） 开关整流 ’( 滤波器的相频特性
图#$（ 和图 # $ （ 所示是对应于不同输出阻抗 ! * 值， % &） % )） ’* (* 滤波器的幅频特性
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第六章
反馈环路的稳定
和相频特性。图中的曲线是对应于不同比率 ! ! " " # #（ 和 !% " & $ # $$ %$ ） !! $ #$ " ! # %
一起设计PSR原边反馈开关电源变压器
一起设计PSR原边反馈开关电源变压器
PSR原边反馈设计开关电源变压器是工程师们常用的方法，对于新手来说，可能会存在很多疑惑，或不熟悉的地方，小编就针对这一情况和朋友们分享一款利用PSR原边反馈的开关电源变压器设计方法。
全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和
EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯已确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
（1）EFD15变压器设计
目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm 的三重绝缘线实际直径为0.6mm.
为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.
因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：。
开关电源的反馈设计与传递函数推导
單極點
• 從左到右依次為頻率從低到高 • 极点发生在增益以20DB／１０倍频程递减 的点
單零點
• 從左到右依次為頻率從低到高 • 零点发生在增益以20DB／１０倍频程递增 的点
雙機點
• 從左到右依次為頻率 從低到高 • 双极点发生在增益以 40DB／１０倍频程递 减的点
右半平零點(RHPZ)
• 增 益 递 增 相 位 , 從從 低左 到到 高右 依 次 為 頻 率 •
主機點補償
• 此种补偿一般对电路要求不高(动态负载性 能)适合与反激DCM拓扑方式 • 利用上分压电阻与补偿电容构成极点补偿
單機點補償
雙機點補償
• 对电路要求较高的电路，特别是动态负载 方面
实际应用图例
實例分析
• 应用电路传递函数的推倒
開關電源設計
-反饋環路分析 -傳遞函數推導言• 本文靠自学自编图例来自网上,作者水平有限文中 难免错误之处恳请指正 • 开关电源设计是一个复杂的工程计算,每一个元件 的取值全部有计算公式可推导,在借助仪器和实践 经验达到最近取值. • 大多数工程师在设计电源时对反馈环路的补偿设 计都不清楚全靠经验取值没有理论可依据,出了问 题都只有盲目的找问题,本文力求用最简单的图例 和推导公式向大家讲明白.
开关电源的设计及计算
开关电源的设计及计算1.先计算BUCK 电容的损耗（电容的内阻为R buck 假设为350m Ω，输入范围为85VAC~264VAC,频率为50Hz ，P OUT =60W,V OUT =60W ）：电容的损耗：P buck =R buck *I buck,rms 2I buck,rms =I in,min1**32−cline t F t c :二极管连续导通的时间t c =linelineF VpeakV e F **2)min(arcsin *41π−=3ms其中：V min =linein ch in in in F C D P V V *)1(***2min ,min ,−−V peak =2*V in,min其图中的T1就是下面公式中t c或：V min =η*)*21(**2**2min ,min ,in c line o in in C t F P V V −−所以(假设最低输入电压时，输入电流=0.7A)：I buck,rms =I in,min1**32−cline t F =0.7*13*50*32−=1.3A P buck =350m*1.32=0.95W第一步计算电容损耗是为了使用其中的t c 值,电容的容量一般通用范围选2~3μ/W ，固定电压为1μ/W2.输入交流整流桥的计算(假设V TO =0.7V,R d =70m Ω)在同一个时间内有两个二极管同时导通，半个周期内两个二极管连续导通I d,rms =c line in t F I **3min ,=m3*50*37.0=1.04AP diodes =2*(V TO *2min ,in I +R d *I d,rms 2)=2*(0.7*27.0+70m*1.042)=640mW 一个周期内桥堆损耗为:P BR=2*P diodes =2*640m=1.28W桥堆功耗超过1.5W 时，我个人认为应加散热器（特别是电源的使用环境温度较高时）变压器和初级开关MOS ：反激式开关电源有两种模式CCM 和DCM ，各有优缺点。
开关电源控制环路设计
开关电源控制环路设计前馈环节通常由开关电源的输出电压或电流采样电路、误差放大器、比较器和PWM控制器等组成。
开关电源的输出电压或电流通过采样电路进行实时的电压或电流测量，并将测量值与设定值进行比较。
误差放大器将比较器输出的误差信号放大，并输出给PWM控制器。
PWM控制器根据误差信号调整开关管的导通和关断时间，从而控制开关电源输出电压或电流的稳定性。
反馈环节通常由输出电压或电流反馈回路组成。
反馈回路通过将开关电源输出电压或电流与参考电压或电流进行比较，得到误差信号，并将其输入到前馈环节的比较器中。
反馈环节的作用是通过不断地调整开关电源的工作状态，使输出电压或电流尽量接近设定值，并抵消部分外部环境的影响，以保持开关电源稳定工作。
在开关电源控制环路设计中，需要考虑诸多因素。
首先是前馈环节的设计。
前馈环节应具有高增益和低失真的特性，能够准确地将输出电压或电流的变化转换为误差信号，并将其输出给PWM控制器。
其次是PWM控制器的设计。
PWM控制器应能够按照误差信号的大小和方向，精确地调整开关管的导通和关断时间，并保持开关电源输出电压或电流的稳定性。
最后是反馈环节的设计。
反馈环节应能够准确地测量开关电源的输出电压或电流，并将其输入到前馈环节的比较器中。
同时，反馈环节还需考虑去除噪声和抑制振荡等问题，以保证闭环控制系统的稳定性和可靠性。
开关电源控制环路设计的关键是要平衡稳定性和动态响应速度。
稳定性是指开关电源在加载变化或输入电压波动等情况下，输出电压或电流能够尽快地恢复到设定值并保持稳定；而动态响应速度则是指开关电源对设定值的变化能够迅速地响应。
在设计中，需要根据具体的应用需求和制约条件，选择合适的控制算法、滤波器和补偿网络等，以使开关电源控制环路设计达到较好的稳定性和动态响应速度。
总之，开关电源控制环路设计是一个复杂而关键的任务。
它需要综合考虑前馈环节、反馈环节以及稳定性和动态响应速度等因素，以实现开关电源的稳定性和输出精度要求。
PSR原边反馈开关电源变压器设计
PSR原边反馈开关电源变压器设计下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。
要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V 的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/(5+1),n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，(Vout+VF)*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。
确定NP=248Ts.假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕，因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀，需至少留1Ts余量(间隙)。
tl431在开关电源中稳压反馈电路的应用电路设计
tl431在开关电源中稳压反馈电路的应用电路设计
TL431是一种常用的精密可调节稳压器件，通常用于开关电源中的稳压反馈电路。
它可以作为一个误差放大器，用于控制开关电源的输出电压。
以下是一个简单的TL431稳压反馈电路的应用电路设计示例：
在这个电路中，TL431被用作误差放大器，它通过比较参考电压和反馈电压来控制输出电压。
具体的设计步骤如下：
设置参考电压：TL431的参考电压通过外部电阻网络进行调节，根据需要选择合适的参考电压值。
连接反馈回路：将TL431的输出与开关电源的反馈回路相连，通过比较输出电压和参考电压，控制开关电源的输出电压稳定在设定值。
选择外部元件：根据具体的需求，选择合适的外部电阻、电容等元件，以确保稳压反馈电路的性能和稳定性。
稳压调节：通过调节外部电阻来调节输出电压的设定值，使得开关电源的输出电压符合要求。
需要注意的是，具体的电路设计需要考虑到开关电源的整体设计和控制要求，以及TL431的工作特性和参数。
此外，为了确保电路的性能和稳定性，建议在设计过程中进行仿真和实际测试验证。
开关电源工作原理与设计
开关电源工作原理与设计1. 概述开关电源是一种将电能从一种形式转换成另一种形式的电源装置。
它通过开关器件（如晶体管、MOSFET等）来精确控制电路的通断，从而实现对电能的高效调节和转换。
本文将详细介绍开关电源的工作原理和设计。
2. 开关电源工作原理2.1 输入电路开关电源的输入电路通常包括输入滤波电路、整流电路和功率因数校正电路。
-输入滤波电路用于去除输入电源中的高频噪声和杂散信号。
- 整流电路将交流输入转换为直流信号，常见的整流方式有单相整流桥和三相整流桥。
- 功率因数校正电路主要用于改善电源对电网的功率因数，提高电能的利用率。
2.2 PFC控制电路功率因数校正（PFC）是开关电源中的一个重要环节，通过控制输入电流和输入电压之间的相位关系，提高整体效率和功率因数。
常见的PFC控制技术有边界模式控制和谐振模式控制。
2.3 DC-DC变换器DC-DC变换器是开关电源的核心部分，它将输入的直流电压转换为需要的输出电压。
常见的DC-DC变换器包括降压、升压、降压升压和反激式变换器。
2.4 控制电路开关电源中的控制电路主要负责检测输出电压和输出电流，并通过反馈回路对开关器件的导通和断开进行精确控制。
常见的控制技术有电压模式控制和电流模式控制。
3. 开关电源的设计要点3.1 选型与设计在开关电源的设计过程中，需要根据实际需求选择合适的开关器件、电容和电感等元件，并进行适当的参数计算和仿真分析，以保证整体性能和稳定性。
3.2 效率和功率因数开关电源的效率和功率因数是评估其性能的重要指标。
通过合理的拓扑结构设计、优化控制算法和合适的滤波电路，可以提高开关电源的效率和功率因数。
3.3 温度管理由于开关电源中包含许多功率器件，温度管理是开关电源设计中需要重点考虑的问题。
合理的散热设计和温度保护措施可以提高开关电源的可靠性和寿命。
3.4 EMI/EMC设计开关电源可能会产生电磁干扰和接收外部干扰，因此应进行合适的EMI/EMC设计，包括滤波、屏蔽和接地等，以满足相关标准和要求。
开关电源环路设计(详细)
6.4 开关电源闭环设计从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。
反馈越深，干扰引起的输出误差越小。
但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。
开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。
而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ）。
开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。
对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。
如果恒流输出，就是电流串联负反馈。
如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。
因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。
其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。
一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。
再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。
根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。
补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。
6.4.1 概述图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。
可以看出是一个负反馈系统。
开关电源的补偿电路设计
开关电源的补偿电路设计开关电源作为现代电子设备中的一种重要电源形式，由于其节能、高效的特点，被广泛应用于各种领域。
在开关电源中，补偿电路的设计对于提高电源的性能具有着非常重要的作用。
本文将详细介绍开关电源的补偿电路设计及其在电源性能提升中的作用。
一、开关电源的基本原理开关电源是一种利用开关管将直流电变成一些矩形的方波信号，经过变压器进行变压、整流、滤波、稳压、限流等处理后，将电能转换为稳定的输出直流电源的电源。
开关电源具有高效节能、小体积、重量轻、工作可靠等优点，被广泛应用于各种领域。
开关电源的基本结构包括开关管、变压器、滤波电容、输出电感等。
其中，开关浪在开关电源中是最为重要的一部分。
由于其承受的电压、电流非常大，同时也要承受高频的电压和电流变化，在工作时会产生一定的损耗和变形，从而影响到开关电源的稳定性和输出性能。
二、开关电源补偿电路的设计原理在开关电源中，补偿电路主要起到两个作用：1. 提高开关管的驱动能力开关管的驱动能力是开关电源正常工作的关键。
当开关管受到负载变化时，其尤其在高频环境下的稳定性会受到严重影响。
为了保证开关管能够正常工作，需要在其驱动电路中加入补偿电路，提高其驱动能力，从而更好地保证其稳定性。
2. 改善开关电源的输出性能开关电源的输出性能和补偿电路的设计也有较大关系。
当开关管关闭时，输出电感中依然存在储存的能量，若不能在短时间内完全消除，会对开关管的下一个工作周期产生影响，导致电源输出电流的不稳定。
因此，需要在补偿电路中加入一个补偿电容，形成一个RC串联并联补偿电路，将输出电感中的剩余电荷耗散掉，进一步提高开关电源的输出性能。
三、开关电源补偿电路的设计要点1. 设计RC补偿电路的反馈环节时，应注意反馈环节的增益和衰减，进而计算补偿电容和补偿电阻的大小。
2. 注意选择合适的开关管，尤其在高频环境下，要注意开关高频特性的稳定性和符合使用场景的特性。
3. 建议采用高速、低内阻的CMOS晶体管进行反馈驱动，需要小心地规划反馈路径，避免电磁干扰引起驱动偏差。
PSR原边反馈开关电源设计之二——电路设计
PSR原边反馈开关电源设计之二——电路设计先上图：此线路是采用目前兼容很多国内品牌IC的回路，如：OB2535、CR6235……PSR线路设计需特别注意以下几处：1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R62. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C23.输出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1下面分别说明以上几点需注意的地方1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一个R6电阻，或许有人会忽略他的作用，但实际它对产品的稳定性起着很大的作用。
看下图VDS的波形：当开关管截止后因漏感引起的振玲会随漏感的增大而使电压跌得更低，更低的电压回复需要更长的时间，VDS的波形此时和VCC的波形是同步的，PSR检测电压是通过IC内部延时4~6uS避开这个振玲来检测后面相对平滑的电压，电压恢复时间过长导致IC检测开始时检测到的是振玲处的电压，最总导致的结果是输出电压不稳定，甚至荡机。
当然也有因变压器漏感比较小，无此电阻也可以正常工作，但一致性较难控制。
此电阻的取值与RCD回路和EMC噪音有关，一般建议取值为150~510R,推荐使用220~330R，D2建议使用恢复时间较慢的1N4007具体可根据漏感结合RCD来调试。
（先解释漏磁，初级漏磁是初级线圈所产生的磁力线没穿过次级线圈的那部分磁力线，由这部分磁力线在初级线圏所对应的电感我们称为初级漏感，我们知道反激式是在开关导通时初级线圈激磁,关闭时通过初级电流所产生的与激磁相反的磁场来进行退磁的,从能量的角度看,此时将磁能转化为电能通过次级输出。
而漏磁的那部分因没穿过次级线圈而无法转化为次级电能输出，因而这个能量在关的瞬间因无法释放而产生很髙的电压尖峄，这个尖峄在漏感和变压器的分布电容上产生振荡，在振荡的过程中有部分能量消耗在振荡回路的直流电阻上，所以它的电压振幅是递减的，直至这个能量耗尽,振荡停止，这就是我们所看到的所谓振铃现象。
开关电源设计原理
开关电源设计原理哎呀，说起开关电源设计原理，这玩意儿听起来挺高大上的，其实呢，就跟咱们平时用的充电器差不多，就是把交流电变成直流电，让电子设备能正常工作。
不过，别小看这玩意儿，它可是电子设备里的“心脏”呢。
首先，咱们得明白，开关电源不是那种老式的线性电源，它不直接用电阻来降压，那样太浪费电了。
开关电源用的是一种叫做“开关”的技术，就是快速地打开和关闭电路，通过这种方式来控制电压和电流。
想象一下，你手里有个水龙头，你不停地开关它，水就会一会儿流一会儿停。
开关电源也是这么个道理，它通过一个叫做“开关管”的东西，快速地开关电路，这样就能产生我们需要的电压和电流。
那么，这个开关管是怎么工作的呢？它就像是个超级快的开关，每秒钟能开关好几万次。
这速度，可不是咱们人手能比的。
开关管一开一关，电流就会在电感和电容之间来回流动，形成一种叫做“震荡”的现象。
在这个过程中，电感会储存能量，电容会释放能量，这样就能产生我们需要的直流电压了。
而且，因为开关管的开关速度非常快，所以电源的效率特别高，比那种老式的线性电源要省电多了。
说到效率，咱们还得提一下反馈控制。
就像你开车，得时不时看看仪表盘，调整一下速度，开关电源也需要一个反馈系统来监控输出的电压和电流。
如果电压或者电流偏离了设定值，反馈系统就会调整开关管的开关速度，让输出稳定下来。
举个例子，就像你用微波炉加热食物，你设定了时间，微波炉就会根据食物的实际情况调整加热时间，直到食物达到你想要的温度。
开关电源的反馈控制也是这么个道理。
最后，咱们还得说说保护功能。
开关电源在设计的时候，会考虑到各种可能的异常情况，比如输入电压过高、负载过大等等。
这时候，电源就会自动保护，避免损坏设备。
比如说，你用吹风机吹头发，如果吹风机突然短路了，电源就会立刻切断，保护你的安全。
开关电源也是这么个样子，它会有很多保护机制，确保设备的安全。
总的来说，开关电源设计原理就像是咱们生活中的小助手，虽然看不见摸不着，但是它在背后默默地为我们的电子设备提供稳定、高效的电力。
uc3842电流型开关电源中电压反馈电路的设计
uc3842电流型开关电源中电压反馈电路的设计在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。
当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。
因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。
为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。
电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。
电流型控制方法的特点如下:1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性；2、很高的输出电压精度；3、具有内在对功率开关电流的控制能力；4、良好的并联运行能力。
di直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。
电压反由于反馈电感电流的变化率dt馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。
本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。
一、uc3842简介图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。
其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。
振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R 与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。
反馈电压由2脚接误差放大器反相端。
1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。
3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V 时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。
UC3842PWM控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。
正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。
图1UC3842的内部结构框图如下：UC3842具有以下特点：1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉；2、电压调整率很好；3、负载调整率明显改善；4、频响特性好，稳定幅度大；5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。
DCDC开关电源的设计
引言随着电子技术的飞速发展，现代电子测量装置往往需要负电源为其内部的集成电路芯片与传感器供电。
如集成运算放大器、电压比较器、霍尔传感器等。
负电源的好坏很大程度上影响电子测量装置运行的性能，严重的话会使测量的数据大大偏离预期。
目前，电子测量装置的负电源通常采用抗干扰能力强，效率高的开关电源供电方式。
以往的隔离开关电源技术通过变压器实现负电压的输出，但这会增大负电源的体积以及电路的复杂性。
而随着越来越多专用集成DC/DC控制芯片的出现，使得电路简单、体积小的非隔离负电压开关电源在电子测量装置中得到了越来越广泛的应用。
因此，对非隔离负电压开关电源的研究具有很高的实用价值。
传统的非隔离负电压开关电源的电路拓扑有以下两种，如图1、图2所示。
图3是其滤波输出电容的充电电流波形。
由图3可见，采用图2结构的可获得输出纹波更小的负电压电源，并且在相同电感峰值电流的情况下其带负载能力更强。
由于图2的开关器件要接在电源的负极，这会使得其控制电路会比图1来得复杂，因此在市场也没有实现图2电路结构（类似于线性稳压电源调节芯片7915功能）的负电压开关电源控制芯片。
为了弥补现有非隔离负电压开关电源技术的不足，以获得一种带负载能力强、输出纹波小的非隔离负电压开关电源，本文提出一种采用Boost开关电源控制芯片LT1935及分立元件实现了图2所示原理的基于峰值电流控制的新型非隔离负电压DC/DC开关电源。
图1 传统的非隔离负电压开关电源电路结构1图2 传统的非隔离负电压开关电源电路结构2图3 两种开关电源滤波电容的充电电流波形1 工作原理分析本文设计的非隔离负电压DC/DC开关电源如图4所示，负电源工作在连续电流模式。
当电源控制器LT1935内部的功率三极管导通时，直流电源给输出电感L1和输出电容C1充电。
当电源控制器LT1935内部的功率三极管关断时，输出电感L1中的电流改由通过肖特基二极管VD1提供的低阻抗回路继续给输出电容C1充电直至下一个周期电源控制器LT1935内部的功率三极管再次导通。
最详细的开关电源反馈回路设计
开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。
要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。
1、光耦PC817的基本参数如下表：2、可调并联稳压器由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF 端（同相端）的电压非常接近Uref（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1 到100mA 变化。
当然，该图绝不是TL431 的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。
但如果在设计、分析应用TL431 的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。
前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压，所以当在REF 端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。
如图2 所示的电路，当R1 和R2 的阻值确定时，两者对Vo 的分压引入反馈，若Vo 增大，反馈量增大，TL431 的分流也就增加，从而又导致Vo 下降。
显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
图2选择不同的R1 和R2 的值可以得到从2.5V 到36V 范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2 时，Vo=5V。
需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431 工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA。
了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路：图3反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。
首先来看R13。
R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref 公式来计算R14的值。
1.确定R13.、R14取值确定R13的值考虑以下两个条件：1、TL431 参考输入端的电流，一般此电流为2uA 左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R13 的电流为参考段电流的100 倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K。
PSR原边反馈开关电源设计之一——变压器设计
PSR原边反馈开关电源变压器设计目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。
比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。
下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。
要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/(5+1),n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，(Vout+VF)*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。
开关电源-原边反馈技术(绝对实用)
– 初始状态的不同，热插的初始状态为空载，短 路的初始状态为任意，开机的初始状态为初始 态。
– 对输出的影响不同，由于开机的初始态输出为 • 0，开机后输出表数字现电源为设计增技术交加流 ，另外两者都表现 24
热插拔抖动
• 在人进行插拔的过程中，端子实际上是抖 动着的，会进行快速的碰撞，也就是说， 插拔的过程中会有大量的切换。
• 线缆压降：能得到. 电压只是电负载容两端的电 压，而不是负载两端的电压，当次级存在
.
明显的寄生电阻时，检测到的电压会明显 偏低。
• – 去磁点时，流过二数字电极源设管计技的术交流电流为0，电容两端 19
.
负载突变的问题
• 检测的非实时性主要体现在负载突变时， 比如热插拔。
– 在充电器领域，热插拔是必须支持的，在LED 领域，热插拔也是有必要支持的，很多规范都 要求热插拔。
.
IL 组来得到输出电压信息。
VD
G
.
VSES IL
ISES
ISES ID
VSES
•
数字电源设计技术交流
6
可检测性
• 电感两端电压太高，检测IL和VD很困难，通 过ISES和VSES检测；
• 考虑到隔离要求，次级电流和输出电压不 能直接检测，只能通过其他值计算出来。
•
数字电源设计技术交流
7
概要
• PSR简介 • ★PSR的输出检测方法 • PSR特有的问题
.
负载
.
负载
.
.
.
.
•
数字电源设计技术交流
22
热插和短路判断
• 热插时，负载突然变小，输出电压会跌落 ，电源需要输出更多的能量到次级，但是 要区分热插和短路。
开关电源反馈电路
电流型开关电源中电压反馈电路的设计2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。
当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。
因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。
为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。
电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。
电流型控制方法的特点如下:1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性；2、很高的输出电压精度；3、具有内在对功率开关电流的控制能力；4、良好的并联运行能力。
由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。
电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。
本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。
一、uc3842简介图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。
其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。
振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。
反馈电压由2脚接误差放大器反相端。
1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。
3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。
UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计的输出是直流输入、占空比和负载的函数。
在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变幻，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。
模式的开关电源有延续电流模式(CCM)和不延续电流模式(DCM)两种工作模式。
延续电流模式因为有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增强时输出电压有下降趋势，经若干周期后终于校正输出电压，可能造成系统不稳定。
因此在设计反馈环时要特殊注重避免右半平面零点频率。
当反激式开关电源工作在延续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压上升时，传递函数的增益变幻不显然。
当因为输入电压增强或负载减小，开关电源从延续模式进入到不延续模式时，右半平面零点消逝从而使得系统稳定。
因此，在低输入电压和重输出负载的状况下，设计反馈环路补偿使得囫囵系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。
1 反激式开关电源典型设计图1是为变频器设计的反激式开关电源的典型，主要包括沟通输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有控制器、MOS管、及整流组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。
其中PWM控制芯片采纳UC2844。
UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的(能举行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差、电流取样。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业沟通电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin为250V举行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。
当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作状况下，设计开关电源工作在延续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。
设计的第1页共6页。
无光耦原边反馈反激式开关电源的设计研究
厦门大学硕士学位论文无光耦原边反馈反激式开关电源的设计研究姓名：陈晓亮申请学位级别：硕士专业：微电子学与固体电子学指导教师：邢建力20110602／溉摘要全球性的能源危机使得高性能、低成本的电源管理方案备受关注。
高效率、低能耗的开关电源芯片逐渐替代传统的线性稳压器芯片，成为电源管理芯片研究的主流趋势。
在要求电气隔离的中、小功率应用场合中，反激型ＤＣ．ＤＣ变换器是电源应用工程师的首选拓扑。
通常，隔离式反激型开关电源通过光耦合器件或者辅助绕组实现反馈控制。
该方案外围电路复杂、调试过程繁琐并且成品良率低，导致电源系统无法实现量产。
本文设计了一款基于先进Ｂｉｃｍｏｓ高压工艺的隔离式反激型开关电源芯片，它具有高集成度、最简外围电路、最优整机效率等优点。
该方案无须光耦合器件或者辅助绕组，只需要通过简单的设计两个电阻值和变压器的匝数比就可以获得稳定的电压输出。
该电源管理芯片允许的工作电压操作范围为３枷Ｖ，该电压接入变压器的原边侧作为开关电源的输入电压，变压器的副边侧接入负载作为开关电源的输出电压，通过原边侧的电感电压反馈调节副边侧的输出电压，该反馈方式称为原边反馈。
论文首先比较电流连续和电流断续、ＰＷＭ和ＰＦＭ、电流控制和电压控制三组工作模式各自不同的优缺点，提出了一种使用边界模式、ＰＦＭ、电流型的新颖控制方案。
该方案介于电流断续和电流断续的工作模式之间，既能减少磁性变压器的体积，又可以降低ＥＭＩ干扰。
接着，设计和分析为实现该方案所需的带隙基准电压、运算放大器和功率推挽驱动模块。
为了保证芯片能够可靠的工作，该电源管理芯片内部集成了软启动、欠电压锁定、功率管限流保护功能。
最后，使用ＥＤＡ软件对各个子电路模块和整体电路进行功能和性能仿真，仿真结果达到预期指标，验证了芯片方案的可行性。
关键字：反激型变换器；原边反馈；边界模式ＡＢＳＴＲＡＣＴＧｌｏｂａｌｅｎｅｒｇｙｃｒｉｓｉｓｒｅｓｕｌｔｉｎｔｈａｔｍｏｒｅａｎｄｍｏｒｅａｔｔｅｎｔｉｏｎｉｓｎｏｗｐａｉｄｔｏｐｏｗｅｒｍａｎａｇｅｐｒｏｊｅｃｔｓｗｉｔｈｔｈｅｈｉｇｈｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅａｎｄｌｏｗｃｏｓｔ．Ｓｗｉｔｃｈｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔｗｉｔｈｈｉｇｈａｎｄｌｏｗｅｒｅｎｅｒｇｙｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎｇｒａｄｕａｌｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｌｉｎｅａｒｖｏｌｔａｇｅｒｅｐｌａｃｅｍｅｎｔｏｆｔｈｅｔｈｅｍａｉｎｔｒｅｎｄｏｆｔｈｅｒｅｇｕｌａｔｏｒ，ｗｈｉｃｈｒｅｆｌｅｃｔＩｎｌｏｗｐｏｗｅｒｍａｎａｇｅｍｅｎｔＵｎｉｔ・ａｎｄｍｅｄｉｕｍｐｏｗｅｒｄｃ－ｄｃａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｐｒｏｖｉｄｅｓｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｉｓｏｌａｔｉｏｎ，ｆｌｙｂａｃｋｔｏｐｏｌｏｇｙ’ｉｓｏｒｔｈｅｂｅｓｔｓｅｌｅｃｔｉｏｎｆｏｒｏｆｐｏｗｅｒｍａｎａｇｅｍｅｎｔａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｅｎｇｉｎｅｅｒｓ．Ｇｅｎｅｒａｌｌｙ，ｔｈｉｒｄｗｉｎｄｉｎｇｆｏｒｆｌｙｂａｃｋｏｐｔｏ．．ｉｓｏｌａｔｏｒｉｓｒｅｑｕｉｒｅｄｅｘｔｅｒｎａｌａｃｈｉｅｖｅ．ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｏｎｔｒ０１．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｉｓａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｎｅｅｄｃｏｍｐｌｅｘｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｍａｓｓｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎｈａｒｄｔｏｄｅｓｉｇｎａｎｄｄｅｂｕｇｐｒｏｃｅｓｓ，ｌｅａｄｉｎｇｔｏｐｏｗｅｒｓｙｓｔｅｍＡｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃｓｗｉｔｃｈｉｎｇｒｅｇｕｌａｔｏｒｂａｓｅｄ’ｏｎＢｉｃｍｏｓｐｒｏｃｅｓｓｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｆｏｒｔｈｅｉｓｏｌａｔｅｄｆｌｙｂａｃｋａｎｄｏｐｔｉｍｕｍｔｏｐｏｌｏｇｙ．Ｔｈｉｓｅｘｔｅｒｎａｌｃｈｉｐｆｅａｔｕｒｅｓｈｉｇｈｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，ｓｉｍｐｌｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ・ｎｏＴｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓｅａｓｉｌｙｓｅｔｗｉｔｈｔｗｏｅｘｔｅｒｎａｌｒｅｓｉｓｔｏｒｓａｎｄｔｈｅｔｈｉｒｄｗｉｎｄｉｎｇｏｒｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｔｕｒｎｓｒａｔｉｏ，ｗｈｉｌｅｏｐｔｏ．ｉｓｏｌａｔｏｒｉｓｒｅｑｕｉｒｅｄｆｏｒｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ．ＴｈｉｓＰｏｗｅｒＭａｎａｇｅｍｅｎｔｏｎＩＣｏｐｅｒａｔｅｓｗｉｔｈｆｒｏｍ３Ｖｔｏ４０Ｖ．Ａｎｉｎｐｕｔｔｅｒｍｉｎａｌｉｎｐｕｔｓｕｐｐｌｙｖｏｌｔａｇｅｓｔｈｅｐｒｉｍａｒｙｓｉｄｅｉｓｏｐｅｒａｂｌｅｔｏｒｅｃｅｉｖｅａａｎｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ．Ａｎｏｕｔｐｕｔｔｅｒｍｉｎａｌｏｎｔｈｅｓｅｃｏｎｄａｒｙｓｉｄｅｉｓｏｐｅｒａｂｌｅｔｏｂｅｃｏｎｎｅｃｔｅｄｔｏｌｏａｄｆｏｒｐｒｏｖｉｄｉｎｇｖｏｌｔａｇｅｔｈｅｒｅｔｏ．ＣｉｒｃｕｉｔｒｙＳＯｉｓｐｒｏｖｉｄｅｄｗｈｉｃｈｉｓｏｐｅｒａｂｌｅｔｏｒｅｇｕｌａｔｅｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｓｙｓｔｅｍｆｒｏｍｔｈｅｐｒｉｍａｒｙｓｉｄｅｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙｔｈａｔｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｐｒｏｖｉｄｅｄｔｏｔｈｅｌｏａｄａｔｔｈｅｏｕｔｐｕｔｔｅｒｍｉｎａｌｉｓｃｏｎｓｔａｎｔ．ＴｈｉｓｆｅｅｄｂａｃｋｍｏｄｅＩｓｃａｌｌｅｄ“ＰｒｉｍａｒｙＳｉｄｅＲｅｇｕｌａｔｉｏｎ’’ｏｒ“ＰＳＲ”ｆｏｒｓｈｏｒｔ・ｂｅｔｗｅｅｎＣＣＭａｎｄ０ｎｔｈｅｂａｓｅｏｆａｎａｌｙｓｉｓｔｈｅｍｅｒｉｔｓａｎｄｄｅｍｅｒｉｔｓＤＣＭ，ＰＷＭａｎｄＰＦＭ，ｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅａｎｄｖｏｌｔａｇｅｍｏｄｅ，ａｎｅｗａａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｕｔｉｌｉｚｅｓＣＲＭ，ＰＦＭ，ｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｔｈｅｒｅｏｆｗｈｉｃｈｏｐｅｒａｔｉｏｎｔｏｐｒｏｖｉｄｅｗｈｏｌｅｃｈｉｐｉｓｓｍａｌｌｍａｇｎｅｔｉｃｓｏｌｕｔｉｏｎａｎｄＥＭＩｄｅｃｒｅａｓｅ．Ａｆｔｅｒｔｈａｔ，ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｅｄｉｎｃｌｕｄｉｎｇＢａｎｄＧａｐＲｅｆｅｒｅｎｃｅ，ＡｍｐｌｉｆｉｅｒａｎｄＰｏｗｅｒａｎｄＤｒｉｖｅｒｍｏｄｕｌｅ・Ａｎｄｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎｔｈｅｔｈｅｆｅａｔｕｒｅｏｆｔｈｅｃｈｉｐｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｓｏｆｔｓｔａｒｔ，ｕｎｄｅｒｖｏｌｔａｇｅｌｏｃｋｏｕｔｌｉｎｅｏｖｅｒｃｕｒｒｅｎｔｆｏｒｈｉｇｈｍａｘｉｍｕｍｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｃｈｉｐａｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｂｙＥＤＡｔｏｏｌｓ，ＴｈｅｒｅｓｕｌｔｓｉｎｄｉｃａｔｅｔｈａｔｔｈｅＩＣａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｈａｓｒｅａｌｉｚｅｄｉｔｓｆｕｎｃｔｉｏｎａｎｄｍｅｅｔｔｈｅｐｒｏｓｐｅｃｔｉｖｅｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ＰＳＲ；ＢＣＭ绪论第一章绪论１．１引言任何一款电子设备都离不开稳定、可靠的供电电源。
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第六章 开关电源反馈设计除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。
它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。
开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。
当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。
同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。
为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。
并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。
最后对仿真作相应介绍。
6.1 频率响应在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。
经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。
我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。
6.1.1 频率响应基本概念电路的输出与输入比称为传递函数或增益。
传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示)()(f f G G ϕ∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠ϕ(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。
典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。
图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角ϕ。
两者一起称为波特图。
在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。
当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。
在这个区域内增益基本不变。
同时定义L H f f BW -= （6-1） 为系统的带宽。
6.1.2基本电路的频率响应1. 高频响应在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。
以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。
利用复变量s 得到R s CsC R sC s U s U s G i o +=+==11/1/1)()()( （6-2） 对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令BW f H103103 (b)图6.1 波特图RCf H π21=（6-3）就可以得到电路高频电压增益()H io H f f j U U G +==11 （6-4） 由此得到高频区增益的模（幅值）和相角与频率的关系 2)(11)(H H f f f G += （6-5）对数幅频特性为2)(11log20log 20)dB (H H f f G G +== （6-5a ）)arctan(H H f f -=ϕ（6-6）幅频响应 1) 当f<<f H 时，式（6-5a ）01l o g 20)(11log 20)dB (2=≈+=H H f f G dB即增益为1,位于横坐标的一条水平线；2) 当f>>f H 时)log(20)(11log 20)dB (2H H H f f f f G ≈+= 可见，对于对数频率坐标，上式为一斜线，斜率为－20dB/十倍频（－20dB/dec ），与0dB 直线在f=f H 处相交，所以f H 称为转折频率。
当f=f H 时，3)2/1l o g(20)dB (-==H G dB,即=H G 2/1＝0.707。
高频响应以0dB 直线与-20dB/dec 为渐近线，在转折频率处相差最大为－3dB 。
幅频特性如图6.3a 所示。
当频率等于转折频率时，电容电抗正好等于电阻阻值。
当频率继续增加时，电容C 的阻抗以－20dB/dec 减少，即频率增加10倍，容抗减少10倍，所以输出以－20dB 衰减。
相频特性相位与频率的关系（式（6.6））可以用以下方式作出： 1）当f<<f H 时，ϕH →0°,得到一条ϕH ＝0°直线。
2）当f>>f H 时，ϕH →90°,得到一条ϕH ＝90°直线。
3）当f ＝f H 时，ϕH ＝45°。
当f ＝0.1f H 和f ＝10f H 时, ϕH 分别为－5.7°和－84.3°,故可近似用斜率为dec /45-斜线表示。
相频特性如图6.3(b)所示。
由幅频和相频可以看到，当频率增加时，电路增益越来越小，相位滞后越来越大。
当相位达到90°时，增益为0。
幅频和相频特性都由上限频率f H 决定。
从式（6.3）可以看到，上限截止频率由电路的时间常数RLRi U oU(a )(b )图6.2 高频响应10 f/f10f/f H-90(b)图6.3 图2电路的高频波特图（RC ）决定。
如果图6.2b 的时间常数L/R 与图6.2a 的时间常数RC 相等，则图6.2b 电路的波特图与图6.2a 完全相同。
从图6.3可以看出，高频信号大大衰减，而低频信号得以保存。
因此，这种电路也称为低通滤波器。
对于图6.2a 电路，如果时间常数对研究的时间来说大的多，即电阻和电容数值很大，我们有tU C R U ci d d ≈ 因为U o =U c ，可以得到 ⎰=dt U RCU i o 1（6-7）这是一个积分电路。
可见，相同的电路对不同的研究目的表现出不同的功能。
2. 低频特性我们来研究图6.4所示两个电路在低频区的特性。
利用复变量s ，由图6.4（a ）可以得到sRCsC R R s U s U s G i o L 1111)()()(+=-==按照实际频率，ωj s =，并令 RCf L π21=（6-8）得到 )(11f f j U U G L io L -== （6-9）因此电路低频区的增益（模）和相角分别为2)(11)(f f f G L L +=（6-10a ）2)(11log 20)dB (f f G L L += (6-10b))arctan(f f L =ϕ （16-11）采用与高频响应相似直线近似的方法，可以画出低频响应的波特图，如图6.5所示。
图中f L 为下限频率，即低频转折频率。
在转折频率以下，电路增益随频率下降而下降，特性斜率为20dB/dec 。
相位随频率降低超前输入相位。
最大超前90°,这时增益为0（－∞dB ）。
下限转折频率也与电路时间常数RC (L/R )有关,如果图6.4(a)与(b)时间常数相同，则它们的波特图也完全相同。
从图6.5还可以看到，电路对低频信号衰减；而高频信号由于容抗减少而顺利通过。
因此这种电路也称为高通滤波器。
对于图6.4(a)电路的时间常数远远小于我们研究的时间间隔时，输出获得输入信号的变化部分，则RRU(a)(b) 图6.4 低频响应10f/f10 0f/f L(b)图6.5 图4电路的低频波特图tU RC t U RC Ri U ic od d d d === （6-12） 电路表现为一个微分电路。
3. LC 滤波电路特性在开关电源中，正激类的输出滤波器（图6.6）是一个LC 网络，并有负载电阻与输出电容并联，且负载电阻可以从某定值（满载）变化到无穷大（空载）。
对于图6电路我们同样可以用复变量得到LL L i o R sL CL s sC R sL sC R s U s U s G ++=+==211)1//()1//()()()( 按照实际频率ωj s =，并令LCf π210=（6-13） 得到)2()(1120L R fL j f f G π+-=（6-14）C R L图6.6 LC 滤波电路频率特性电路的特征阻抗为CLZ =0，在f →f 0很小范围内，=-20)(1ff02f f ∆，令LR Z R D LL ω≈=0，于是增益幅频和相频特性分别为⎥⎦⎤⎢⎣⎡+⎪⎭⎫ ⎝⎛∆-=-2202log 10)dB (D f f G （6-15） fD f ∆-=2arctan 0ϕ（6-16）由式（6-15）和（6-16）可以做出LC 滤波电路的波特图，如图6.7所示。
当f<<f 0时，式（6-15）趋于1，即0dB ，ϕ≈0°;当f>>f 0时，式（6-14）分母中第二项远远大于其余两项，感抗以20dB/dec 增加，容抗以-20dB/dec 减少，负载阻抗远远大于容抗，幅频特性－40dB/dec 下降， ϕ趋于-180°。
在f 接近f 0时，不同的D 值，幅值提升也不一样：D 值越大，相当于轻载，电路欠阻尼，幅值提升幅度越高。
随着负载加大，等效负载电阻减少，D 值下降，提升峰值也减少；当D =1时，临界阻尼，由低频趋向f 0时，只有很小的提升，并在f ＝f 0时，回到0dB ，在f >f 0后，增益逐渐趋向-40dB/dec 。
而当D <1时，即过阻尼，相当于满载或过载，在f →f 0附近，幅值非但没有提升，而且随频率增加而衰减，大约在20倍f 0以后衰减斜率达到-40dB/dec 。
图6.7（b ）示出了相移与规化频率（f/f c ）和不同D 之间的关系。
可以看到，不管D 值如何,输出与输入之间的相位差在转折频率f 0处均为90°。
而对于高欠阻尼滤波器（R o > 5Z o ），相频特性随频率迅速改变。
对于R o =5Z o ，在频率1.5f 0时，相移几乎达到170°。
而在增益斜率为-20dB/dec 的电路中，决不可能产生大于90°相移，而相频特性随频率的变化率远低于图6.7b 的-90°/dec 的相移变化率。
如果图6.6中输出电容具有ESR －等效串联电阻R esr ，一般ESR 很小,在低频段1/ωC<<R esr ,不会对低频特性产生影响。
当频率增高到πLR f esresr 2=此时，L f R esr esr π2=，相位提升45°。
当频率继续升高，输出滤波电路变成LR esr 电路。
LC 滤波器在频率f esr 之后从-40dB/dec 转换为-20dB/dec 衰减，相移趋向滞后90°,而不是180°。
这就是说，电容的ESR 提供一个零点。
6.1.3基本电路的时域响应电路分析方法分稳态分析和瞬态分析。