第六章混频
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第六章----混频器PPT课件
2. 现象：
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
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6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
第6章 混频
b
由图可以算出
C –
+
gcVs Vi = goc + GL
故变频电压增益
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
– e
+
Vi gc Avc = = Vs goc + GL
第6章 混频
b C –
（b）混频功率增益 ）
+
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
P Vi gL APC = i = 2 P Vs gic s
C2 75Ω 接 高 放 8.2pF 15kΩ 10pF R 1.2kΩ 2kΩ 1500pF 39pF 27pF 接中 放 C3 120pF
V0
C1 2.2pF
510Ω 12V
电视机的混频电路 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性， 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性，常采用双调谐耦合回 满足通带的要求。 路，并在初级回路中并联电阻R，用以降低回路Q值，满足通带的要求。次 分压，目的是与75 电缆特性阻抗相匹配。 75Ω 级回路用C2，C3分压，目的是与75Ω电缆特性阻抗相匹配。
(a)
(b)
第6章 混频
电路形式(c)和(d)都是共基极电路， (a)、(b)电路相 电路形式(c)和(d)都是共基极电路，与(a)、(b)电路相 (c) 都是共基极电路 比，输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好，上限 输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好， 频率高。 时不用。 频率高。频率 较低 时不用。 这种电路工作频率高、稳定性好。 这种电路工作频率高、稳定性好。
第6章 混频
RL为LC并联谐振回路的有载谐振阻抗, 中频输出电压的幅度
由图可以算出
C –
+
gcVs Vi = goc + GL
故变频电压增益
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
– e
+
Vi gc Avc = = Vs goc + GL
第6章 混频
b C –
（b）混频功率增益 ）
+
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
P Vi gL APC = i = 2 P Vs gic s
C2 75Ω 接 高 放 8.2pF 15kΩ 10pF R 1.2kΩ 2kΩ 1500pF 39pF 27pF 接中 放 C3 120pF
V0
C1 2.2pF
510Ω 12V
电视机的混频电路 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性， 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性，常采用双调谐耦合回 满足通带的要求。 路，并在初级回路中并联电阻R，用以降低回路Q值，满足通带的要求。次 分压，目的是与75 电缆特性阻抗相匹配。 75Ω 级回路用C2，C3分压，目的是与75Ω电缆特性阻抗相匹配。
(a)
(b)
第6章 混频
电路形式(c)和(d)都是共基极电路， (a)、(b)电路相 电路形式(c)和(d)都是共基极电路，与(a)、(b)电路相 (c) 都是共基极电路 比，输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好，上限 输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好， 频率高。 时不用。 频率高。频率 较低 时不用。 这种电路工作频率高、稳定性好。 这种电路工作频率高、稳定性好。
第6章 混频
RL为LC并联谐振回路的有载谐振阻抗, 中频输出电压的幅度
高频电路基础第6章混频器
通常选择合适的静态工作点和本振幅度，使得场效应管的 动态工作点正好介于截止与饱和之间，此时可以得到最大的变 频跨导，但又不会产生过大的失真。
2021/2/18
高频电路基础第6章混频器
16
当静态工作点选择在放大区，且vL的
ID
幅度恰恰使得场效应管工作到截止与
饱和的边缘（即VL ＝VGS(off) / 2）时， 混频器具有最大的混频跨导。
13
由于 vgs VGSQ VL coswLt VS coswSt
所以
iD
I DSS
(1 vgs VGS (off
)
)2
I DSS
(1
VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
)2
I DSS
1
2 VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
输出电压为
iC(out )
gm
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
vC (out )
gm RL
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
可见这是一个上变频电路。如果其中vs是输入信号，vC是输出 的中频信号，则其变频跨导和变频电压增益分别为
gC
IC VS
gm
VL 2VT
,
GVC
VC VS
高频电路基础第6章混频器
17
场效应管混频器的特点
由于场效应管具有平方律电流特性，不会产生高于二阶 的谐波，所以它的非线性失真一般比晶体管混频器小
由于场效应管的跨导比较小，所以混频增益一般小于双 极型晶体管单管混频器
2021/2/18
高频电路基础第6章混频器
16
当静态工作点选择在放大区，且vL的
ID
幅度恰恰使得场效应管工作到截止与
饱和的边缘（即VL ＝VGS(off) / 2）时， 混频器具有最大的混频跨导。
13
由于 vgs VGSQ VL coswLt VS coswSt
所以
iD
I DSS
(1 vgs VGS (off
)
)2
I DSS
(1
VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
)2
I DSS
1
2 VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
输出电压为
iC(out )
gm
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
vC (out )
gm RL
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
可见这是一个上变频电路。如果其中vs是输入信号，vC是输出 的中频信号，则其变频跨导和变频电压增益分别为
gC
IC VS
gm
VL 2VT
,
GVC
VC VS
高频电路基础第6章混频器
17
场效应管混频器的特点
由于场效应管具有平方律电流特性，不会产生高于二阶 的谐波，所以它的非线性失真一般比晶体管混频器小
由于场效应管的跨导比较小，所以混频增益一般小于双 极型晶体管单管混频器
第6章 调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路) 高频电路 教学课件
ur(t)=Urmcosωct
则乘法器输出为:
u0 (t) k2uAM (t)ur (t) k2UcmUrm (1 M a cos t) cos2 wct
k2UcmUrm 2
[1
Ma
cost
cos2wct
Ma
cos(2wc 2
)t
Ma
cos(2wc 2
)t
其中k2是乘法器增益。
可见, 输出信号中含有直流, Ω, 2ωc, 2ωc±Ω几个频率分量。 用低通滤波器取出直流和Ω分量, 再去掉直流分量, 就可恢复原 调制信号。
图6.2.1(a)给出了uΩ(t), u c(t)和uAM(t)的波形图。从图中并结 合式(6.2.1)可以看出, 普通调幅信号的振幅由直流分量Ucm 和 交流分量kUΩm cosΩt迭加而成, 其中交流分量与调制信号成正 比, 或者说, 普通调幅信号的包络(信号振幅各峰值点的连线)完
全反映了调制信号的变化。另外, 还可得到调幅指数Ma的表达 式:
第6章 调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)
６.１ 概述
６.２ 振幅调制与解调原理
６.３ 调幅电路
６.４ 检波电路
６.５ 混频
６.６ 倍频
６.７ 实例介绍
６.８ 章末小结
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第6章 调幅、 检波与混频电路(线性 频率变换电路)
6.1
调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。 正 如绪论中所介绍的, 调制是在发射端将调制信号从低频段变 换到高频段, 便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的 频分复用；解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低 频段, 恢复原调制信号。
2 普通调幅信号的产生和解调方法
式(6.2.1)
第六章混频器3-2
缺点： ① 输入信号动态范围小
②乘积系数 (
q 2 ) I 0 与温度T有关 2 KT
2．一个为大信号，一个为小信号
qv1 qv2 输出电流： i I 0 th( ) th( ) 2 KT 2 KT
设
v2 大信号（V2m >100mv
）
v1 为小信号
Q1、Q2、Q3、Q4 q th( v2 ) S 2 ( 2 t ) 工作于开关状态 2 KT Q5、Q6 线性化 输出电流
吉尔伯特模拟乘法器典型产品 MC 1596内部电路 接负载 接偏置和输入信号
接反馈电阻
镜像电流源
本振输入
射频信号输入
混频器三个口的不平衡
平衡的变换
6.2.3 吉尔伯特双平衡混频器 ——模拟乘法器 应用目的： 改善混频器口间隔离不好的缺点
电路特点：
射频级为差分输入输出线性放大器 本振级为双差分对开关 中频输出口为平衡输出
差分放大级 Q2 Q3 输出电压
vIF iRL (i2 i3 ) RL
每只管子电流
ic q i2 (1 th v LO (t )) 2 2kT ic q i3 (1 th v LO (t )) 2 2kT
v1 vRF v2 vLO
双平衡混频器优点： ① 输出不含有射频
RF
和本振 LO 分量——口间隔离好
（1）RF 输入级是差分放大器， 线性范围比单管大 （2）输出采用双平衡， 抵消了RF级的偶次失真项
原因？ ② 线性范围较大，
问题：如何扩大
v1 的动态范围？
扩大
v1 动态范围的方法 ——射极加负反馈电阻
输出电流频谱： p2 1
1 2 ）的电流幅度为： v1与v2 理想相乘项（
②乘积系数 (
q 2 ) I 0 与温度T有关 2 KT
2．一个为大信号，一个为小信号
qv1 qv2 输出电流： i I 0 th( ) th( ) 2 KT 2 KT
设
v2 大信号（V2m >100mv
）
v1 为小信号
Q1、Q2、Q3、Q4 q th( v2 ) S 2 ( 2 t ) 工作于开关状态 2 KT Q5、Q6 线性化 输出电流
吉尔伯特模拟乘法器典型产品 MC 1596内部电路 接负载 接偏置和输入信号
接反馈电阻
镜像电流源
本振输入
射频信号输入
混频器三个口的不平衡
平衡的变换
6.2.3 吉尔伯特双平衡混频器 ——模拟乘法器 应用目的： 改善混频器口间隔离不好的缺点
电路特点：
射频级为差分输入输出线性放大器 本振级为双差分对开关 中频输出口为平衡输出
差分放大级 Q2 Q3 输出电压
vIF iRL (i2 i3 ) RL
每只管子电流
ic q i2 (1 th v LO (t )) 2 2kT ic q i3 (1 th v LO (t )) 2 2kT
v1 vRF v2 vLO
双平衡混频器优点： ① 输出不含有射频
RF
和本振 LO 分量——口间隔离好
（1）RF 输入级是差分放大器， 线性范围比单管大 （2）输出采用双平衡， 抵消了RF级的偶次失真项
原因？ ② 线性范围较大，
问题：如何扩大
v1 的动态范围？
扩大
v1 动态范围的方法 ——射极加负反馈电阻
输出电流频谱： p2 1
1 2 ）的电流幅度为： v1与v2 理想相乘项（
第六章频谱搬移
13
2、调幅波的频谱
AM信号占用带宽：
BAM = 2Fmax
第6章 振幅调制、解调与混频
多频调制
调制信号频谱
已调波频谱
信号带宽是决定无线电台频率间隔的主要因素，如通常 广播电台规定的带宽为9 kHz，VHF电台的带宽为25 kHz。
14
第6章 振幅调制、解调与混频
3、调幅波的功率
u A M ( t ) U C ( 1 m c o s t ) c o s c t
原理框图如下：
v(t) 带 通 vAM(t)
V0(t)
o
(a) 普通调幅波实现框图
v(t)
vDSB(t)
v(t)
v DSB(t)
v SSB(t)
带通
vo(t) (b) 抑制载波的双边带调幅波
0+
v o(t)
或0–
(c) 单边带调幅波实现框图
26
第6章 振幅调制、解调与混频
按调制电路输出功率的高低可分为：
a 3V 3
3 4
a2V0V a3V0V 2
a2V0V
3 4
3 4
a3V0
2V
a3V0V 2
3 4
a3V0 2V
0 23
0
0 0 2 0
2020
0 2
20
a3 4
V03
30ω
31
第6章 振幅调制、解调与混频 经分类整理可知：0 是我们所需要的上、下边频。 这对边频是由平方项产生的，故称为平方律调幅。其中最为 有害的分量是 02项。
2 3 V 0 2 V [c t o 1 2 c s2 o 0 s t 1 2 c2 o 0 s t] 2 3 V 0 2 V 2 [c 0 to 1 2 c s o 0 2 s t 1 2 c o 0 2 s t] 1 4V 33co stco3 st
(完整版)第六章题目及解答
6—1 为什么调幅,检波和混频都必须利用电子器件的非线性特性才能实现？它们之间各有何异同之处? 分析 非线性器件可以产生新的频率分量，而调幅,检波和混频都为了产生新的频率分量.调幅、检波和混频不同点是输入的信号不同，输出的滤波器不同.解 由于调幅、检波和混频均属于频率变换，即输出信号中产生了新的频率分量，而线性器件不可能产生新的频率分量，只有利用非线性器件才能完成频率变换的功能。
调幅、检波和混频三者相同之处是都属于线性频率变换，即实现频谱搬移,它们实现的原理框图都可用下图表示。
非线性器件都可采用乘法器.调幅、检波和混频不同点是输入的信号不同，输出的滤波器不同。
调幅输入的是调制信号()v t Ω和载波()o v t ,即1v =()v t Ω，2v =()o v t ，滤波器是中心频率为载波频率ω0的带通滤波器。
检波输入的是已调制的中频信号()i v t 和本地振荡信号()o v t ,即1v = ()i v t ，2v =()o v t ，滤波器是RC 低通滤波器。
混频输入的是已调制信号vs(t ）和本地振荡信号()o v t ，即1v =()s v t ,2v =()o v t ，滤波器是中心频率为中频频率ωi 的带通滤波器。
6-2 为什么调幅系数m a 不能大于1？ 分析 调幅系数大于1，会产生过量调制。
解 若调幅系数ma>1,调幅波产生过量调制。
如下图所示，该信号传送到接收端经包络检波后使解调出的调制信号产生严重的失真。
6-3 试画下列调幅信号的频谱图，确定信号带宽，并计算在单位电阻上产生的信号功率. (1) )V )(t (102cos )t 32002cos 1.0t 4002cos 2.01(20)t (6⨯π⨯π+⨯π+=v (2） )V (t 102cos t 6280cos 4)t (6⨯π=v分析 根据信号带宽公式和信号功率即可求得.解(1）6()20(10.2cos24000.1cos23200)cos210()()t t t t V υπππ=+⨯+⨯⨯的信号频谱图如下图所示。
第6章 混频及混频干扰(2学时)
线性时变工作状态
iC f (UQ u1) f ' (UQ u1)u2 I 0(t) g(t)u2
I 00 Ion cos nLt [ g0 gn cos nLt ]Us cos st
n1
n1
I 00 Ion cos nLt [ g0 g1 cos Lt gn cos nLt ]Us cos st
b
D4 D3
Tr 2 ii
c
D2
d
v L (t )
v0波形？
25
用环形乘法器电路实现调幅、DSB调幅和检波
例6.5 用环形乘法器实现调幅、DSB调幅 和检波
自学
26
3.模拟乘法器组成混频电路
27
6.5.2混频干扰
混 和 进频 频 来电 率 的路 为 外的来fL的输干本入扰振除信信了号号载，u频假L之为定外有fc的,两还已个可调外能波来有信干从号扰天u信s线 号un1和un2, 其频率分别为fn1和fn2。
环形乘法器可实现多种功能
在乘法器的两个输入端加不同的信号，实现 不同的功能
v(t) cosct
DSB调制
[Vcm v(t)] cosct AM调幅
v(t) cosct 同步解调
v(t) cosLt
混频
24
用环形混频电路实现DSB调幅
Tr1
vs (t)
a
vs (t)
vs (t)
D1
的组合频率分量满足:
pfL qfc fI F
式中F为音频, 则此组合频率分量能够产生干扰
30
例:干扰哨声
例1:接收vs的fo=931kHz , 中频 fi=465kHz
则 本振vL的fL=1396kHz fp,q=2fo-fL=1862-1396=466kHz
iC f (UQ u1) f ' (UQ u1)u2 I 0(t) g(t)u2
I 00 Ion cos nLt [ g0 gn cos nLt ]Us cos st
n1
n1
I 00 Ion cos nLt [ g0 g1 cos Lt gn cos nLt ]Us cos st
b
D4 D3
Tr 2 ii
c
D2
d
v L (t )
v0波形？
25
用环形乘法器电路实现调幅、DSB调幅和检波
例6.5 用环形乘法器实现调幅、DSB调幅 和检波
自学
26
3.模拟乘法器组成混频电路
27
6.5.2混频干扰
混 和 进频 频 来电 率 的路 为 外的来fL的输干本入扰振除信信了号号载，u频假L之为定外有fc的,两还已个可调外能波来有信干从号扰天u信s线 号un1和un2, 其频率分别为fn1和fn2。
环形乘法器可实现多种功能
在乘法器的两个输入端加不同的信号，实现 不同的功能
v(t) cosct
DSB调制
[Vcm v(t)] cosct AM调幅
v(t) cosct 同步解调
v(t) cosLt
混频
24
用环形混频电路实现DSB调幅
Tr1
vs (t)
a
vs (t)
vs (t)
D1
的组合频率分量满足:
pfL qfc fI F
式中F为音频, 则此组合频率分量能够产生干扰
30
例:干扰哨声
例1:接收vs的fo=931kHz , 中频 fi=465kHz
则 本振vL的fL=1396kHz fp,q=2fo-fL=1862-1396=466kHz
高频电路A讲稿(第6章 幅调制、解调和混频)
io (t )
Io 1 uuC , 4 VT2
其中 | U | 、 | U C | 26mv
5/20
高频电子线路 A 课堂讲稿
4、SSB 调制电路：有滤波法和移相法两种。 (1)滤波法：由二极管平衡调制器和边带滤波器组成。 边带滤波器是一个带通滤波器，常用边带滤波器有：机械滤波器、晶体滤波器和陶瓷滤波器。 (2)移相法：移相法可以从 SSB 信号的表达式来理解。
i i1 i2 g D K (ct )(uc u ) g D K (ct )( uc u ) g D uc g D K (ct )u
显然不能实现 DSB 调制。
6/20
高频电子线路 A 课堂讲稿
(d)由电路图可得：
u D1 u c u u D2 uc u
i1 g D K (c t )u D1 i2 g D K (c t )u D 2
i i1 i2 2 g D K (c t )uc
显然不可能实现 DSB 调制。 三、调幅信号的解调 概念：从高频已调信号中恢复出调制信号的过程称为解调，又称为检波。解调是调制的逆过程。 原理：属于频谱的线性搬移，可以使用第 5 章介绍的方法。 1 调幅解调方法：包络检波和同步检波两大类。 (1) 包络检波：解调器输出电压与输入已调波的包络成正比。 包络检波器分类：峰值包络检波器和平均包络检波器。主要讲峰值包络检波器。 电路组成：非线性电路+低通滤波器。 用途：只能用于 AM 信号解调。 (2)同步检波：要在接收端产生一个与发送端同频同相的参考载波。 分类：包括乘积型和叠加型两类。
iL 2 g D K (C t )u
g DU cos t 2 g DU cos(C )t 2 g DU cos(C )t ......
第六章__非线性器件混频
●电抗性的电路形式有：时变电容电路
时变跨导电路分析
v0 V0m cos0t
V0m>>VSm
vS
vS VSm cos St
v0
①因V0m>>VSm，这时可认为晶体管的工
+
+ -
C
L
作点由v0控制，是一个时变的工作点，vS以时
变工作点为参量处于线性工作状态。
时变跨导原理电路
②由于信号电压Vsm很小，无论它工作在特性 ic
指数函数分析法
代入前式
●频率成分对比
1
2
0
ω
原成分：
新成分：
直 流
2
22
32
2 1 2 1
1 21 31 2 21
2 21 22 1 22 1
0
ω
（注意观察成分多少，高度不代表分量大小）
（2）
（3）p1 q2
p q n（p和q为包括零在内的正整数）
（4）偶次项频率分量（包括直流、偶次谐波、和p+q为偶数） 只和幂级数偶次项系数有关；奇次项频率分量只和奇次项系 数有关
第六章 非线性器件与频谱搬移电路
6.1 概述 6.2 非线性元器件频率变换特性及分析方法 6.3 频率变换电路 6.4 模拟乘法器及基本单元电路 6.5 单片集成模拟乘法器及其典型应用 6.6 混频器及其干扰
6.1 概述
元件分类
❖ 线性元件
元件参数与通过元件的电流或施加其上的电压无关 例如：通常大量应用的电阻、电容和空心电感都是
iC(t)包含的频率分量为：
电流的频谱结构： 0
q0 q0
S
（q
0,1,2
）
20
时变跨导电路分析
v0 V0m cos0t
V0m>>VSm
vS
vS VSm cos St
v0
①因V0m>>VSm，这时可认为晶体管的工
+
+ -
C
L
作点由v0控制，是一个时变的工作点，vS以时
变工作点为参量处于线性工作状态。
时变跨导原理电路
②由于信号电压Vsm很小，无论它工作在特性 ic
指数函数分析法
代入前式
●频率成分对比
1
2
0
ω
原成分：
新成分：
直 流
2
22
32
2 1 2 1
1 21 31 2 21
2 21 22 1 22 1
0
ω
（注意观察成分多少，高度不代表分量大小）
（2）
（3）p1 q2
p q n（p和q为包括零在内的正整数）
（4）偶次项频率分量（包括直流、偶次谐波、和p+q为偶数） 只和幂级数偶次项系数有关；奇次项频率分量只和奇次项系 数有关
第六章 非线性器件与频谱搬移电路
6.1 概述 6.2 非线性元器件频率变换特性及分析方法 6.3 频率变换电路 6.4 模拟乘法器及基本单元电路 6.5 单片集成模拟乘法器及其典型应用 6.6 混频器及其干扰
6.1 概述
元件分类
❖ 线性元件
元件参数与通过元件的电流或施加其上的电压无关 例如：通常大量应用的电阻、电容和空心电感都是
iC(t)包含的频率分量为：
电流的频谱结构： 0
q0 q0
S
（q
0,1,2
）
20
第六章 混频
iC = iC 0 + [g0 + g1 cos ω0 t + …] [VS cos t cos ωS t ]
= ω0 ωS ; B = 2max
如果输出回路的谐振频率为： 如果输出回路的谐振频率为： I ω 则选出的中频电流iCI为：
1 1 iCI = g1VS cost cos(ω0 ωS )t = g1VS cost cosωI t 2 2
二、二极管混频器
常用的二极管混频器是由两个特性相同的二极管构成的平衡 混频器，其原理电路如下图所示。 混频器，其原理电路如下图所示。 D
vS = VS (t ) cosωct vS + VS (t ) = VS (1 + ma cost ) V0 >> V S
vS
1
+ + v0 D2
L1 C1 L2 C2
v0
vS
乘法器 本地振荡器
带通滤波器
vI
v0
2 max
v 设： S
= [V S cos t ]cos ω S t ; v 0 = V0 cos ω 0 t
ωI
v S v 0 = V SV 0 cos t cos ω S t cos ω 0 t VSV0 cost [cos(ω0 + ωS )t + cos(ω0 ωS )t ] = 滤波后： 滤波后： 2 VSV0 vI = cost cos(ω0 ωS )t = [VI cos t ]cos ω I t 2
晶体管混频器的特点： 晶体管混频器的特点：
晶体管混频器的主要优点是有变频增益，但它存在一些缺点： 晶体管混频器的主要优点是有变频增益，但它存在一些缺点： 1）动态范围小，信号电压正常工作的范围约为几十mV。当信 ）动态范围小，信号电压正常工作的范围约为几十 。 号电压较大时，会产生非线性失真。 号电压较大时，会产生非线性失真。 2）组合频率干扰严重。 ）组合频率干扰严重。 3）噪声较大。二极管噪声比晶体管的噪声小得多。 ）噪声较大。二极管噪声比晶体管的噪声小得多。 4）存在本地振荡辐射问题。在无高放的接收机中，本振电压 ）存在本地振荡辐射问题。在无高放的接收机中， 可以通过混频晶体管的极间电容的耦合从天线辐射出去。 可以通过混频晶体管的极间电容的耦合从天线辐射出去。 因此在高质量通信设备中以及工作频率较高时， 因此在高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用二极 管平衡型混频器。 管平衡型混频器。
第六章 混频电路
iC ≈ f (vBE ) = gf ( t )vS
vBE = vS + vL + VBB VBB + vL = VBB ( t ) 时变基极偏置电压
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二、分析方法
1. 等效线性时变系统分析法
在时变偏置下，对输入信号vS可采用时变偏置下的小信号谐 振放大器的分析方法，称为等效线性时变系统分析方法。
振荡回路
电视接收机的混频电路
输入回路 输出回路
他激式混频器
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§6-4 二极管混频器(属小信号混频)
一、电路形式
1. 二极管平衡混频器
Ø 电路:
VLm>>VSm Ø 其中vL为本振信号 vL=VLmcosωLt 为大信号 vS=VSm(1+MacosΩt)cosωCt 为小信号 Ø i = iD1 − iD2 2vS K 1 (ωL t) vS K 1 (ωL t) = ≈ RD + 2 RL RL i
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1. 调频波段88MHz～108MHz 调频固定中频 10.7MHz 2. 调幅（中波）波段535KHz～1605KHz 调幅固定中频 465KHz 3. 短波波段2MHz～30MHz 短波固定中频 70MHz
i 含频谱分量：ωC、 ωC ±Ω、 ωI、 ωI ± Ω 、ωL+ωC± Ω 、……
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§6-4 二极管混频器(属小信号混频)
高频课件 第6章 混频器原理与组合频率干扰(4)
20～20KHz的干扰哨声，在 n 次谐波的附近，有用信号 的频率应满足： fS n fI 20KHz
和 fS n fI 20KHz
3.抑制措施：将接收机的中频选在接收机频段外。
如：中频段广播收音机的接收频率为550－1605KHz， 而中频为465KHz。
13
二、组合副波道干扰（与两个电台有关）
答：（1）可能受到中频干扰，因为中频干扰与转移特性无关。 （2) 可能受到镜像干扰，因为镜像干扰与转移特性无关。 （3）不会产生交调。因为交调干扰由晶体管的三次或更高 非线性项产生，而表达式中无三次项。 （4) 会产生互调。因为互调干扰由晶体管的二次、三次或 更高非线性项产生。
19
例6.4：湖北台频率f1＝774KHz，武汉台f2＝1035KHz，问它们 对某短波（fs＝2～12MHz，fI＝465KHz）收音机的哪些频率将 产生互调干扰？
fC
fL
fS , 有：fn
pfS
( p 1) fI q
∴ 当两个电台的组合频率接近中频的整数倍时，会产生组合副
波道干扰。 如：两个电台，两载波分别为 fC＝550KHz， fn＝ 1566KHz；由于1566－2ⅹ550＝465＋1, 所以两电台之间存在
副波道干扰。 其包含两种特殊情况：
14
1.中频干扰
5
三、混频器的主要技术指标（P207）
◆ 混频增益（包括电压增益和功率增益 ）
电压增益：输出中频电压振幅UI与输入高频电压振幅Us之比 。
Auc
UI Us
功率增益：输出中频信号功率PI与输入高频信号功率PS之比。
Apc
PI Ps
6
◆ 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。
主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰的
和 fS n fI 20KHz
3.抑制措施：将接收机的中频选在接收机频段外。
如：中频段广播收音机的接收频率为550－1605KHz， 而中频为465KHz。
13
二、组合副波道干扰（与两个电台有关）
答：（1）可能受到中频干扰，因为中频干扰与转移特性无关。 （2) 可能受到镜像干扰，因为镜像干扰与转移特性无关。 （3）不会产生交调。因为交调干扰由晶体管的三次或更高 非线性项产生，而表达式中无三次项。 （4) 会产生互调。因为互调干扰由晶体管的二次、三次或 更高非线性项产生。
19
例6.4：湖北台频率f1＝774KHz，武汉台f2＝1035KHz，问它们 对某短波（fs＝2～12MHz，fI＝465KHz）收音机的哪些频率将 产生互调干扰？
fC
fL
fS , 有：fn
pfS
( p 1) fI q
∴ 当两个电台的组合频率接近中频的整数倍时，会产生组合副
波道干扰。 如：两个电台，两载波分别为 fC＝550KHz， fn＝ 1566KHz；由于1566－2ⅹ550＝465＋1, 所以两电台之间存在
副波道干扰。 其包含两种特殊情况：
14
1.中频干扰
5
三、混频器的主要技术指标（P207）
◆ 混频增益（包括电压增益和功率增益 ）
电压增益：输出中频电压振幅UI与输入高频电压振幅Us之比 。
Auc
UI Us
功率增益：输出中频信号功率PI与输入高频信号功率PS之比。
Apc
PI Ps
6
◆ 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。
主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰的
第6章 混频
扰放大,并顺利地通过其后各级电路 ,就会
在输出端形成干扰。
第6章振幅调制、 解调及混频
LI 0 f CI
去高放
fJ＝fI
f0 ＝fc (a )
(b )
图6―70 抑制中频干扰的措施 (a)提高选择性 (b)加中频陷波电路
第6章振幅调制、 解调及混频
•
•
2．镜像干扰
设混频器中 fL>fc, 当外来干扰频率
第6章振幅调制、 解调及混频
第6章 振幅调制、 解调及混频
• 6.1 振幅调制 • 6.2 调幅信号的解调 • 6.3 混频
第6章振幅调制、 解调及混频
6.4 混频器的干扰
• •
6.4.1 信号与本振的自身组合干扰 对混频器而言,作用于非线性器件的两个
信号为输入信号 us(fc) 和本振电压 uL(fL), 则非线
f
图6―72 副波道干扰的频率分布
第6章振幅调制、 解调及混频
•
•
6.4.3 交叉调制干扰(交调干扰)
由非线性器件的 i=f(t) 展开成泰勒
级数,其四阶项为a4u4。设u=uJ+us+uL,这里
•
• •
uJ=UJ(1+mJcosΩJt)cosωJt
us=Uscosωct uL=ULcosωLt
u c( fc ) u J( fJ)
f0 f0 ＝fc
混频 器
fI fI＝fL －fc ＝fL －f0 fL
图6―69 外来干扰的示意图
第6章振幅调制、 解调及混频
•
如果干扰频率fJ满足式(6―104),即
p 1 f J f L f1 q q
就能形成干扰。式中,fL由所接收的信号频率决定, 用fL=fc+fI代入上式,可得
混 频
第六章 混频
(5) 不能将绩效面谈的评估结果跟工资混为一谈。要让员工知道绩效面谈的主要目的是 讨论如何更好地改善绩效，找出工作中存在的问题和解决方法，提出下一步的安排，希望 获得的支持等。而不是像刘经理一样，随便跟他人的表现和工资直接作比较。这样很容易 让员工摆错定位，产生由于害怕工资减少而故意隐瞒问题的现象。
点评： 绩效面谈是通过面谈的方式，由主管为员工为明确本期考核结果，帮助员工总结经验， 找出不足，与员工共同确定下期绩效目标的过程。通过绩效面谈，可以实现上级主管和下 属之间对于工作情况的沟通和确认。发现工作中的优势及不足，并制定相应的改进方案， 并减少沟通障碍。绩效面谈是绩效管理的重要环节。 案例中的绩效面谈，是一个典型的失败案例，显然这样的一个绩效面谈是起不到任何 积极作用的，不仅流于形式，而且使得员工逐渐厌恶绩效面谈，造成沟通障碍。但是在实
第六章 混频
图6.1.1混频对已调波的改变 (a) 波形；(b) 频谱
第六章 混频
刘经理：小张，有时间吗？ 小张：什么事情，头儿？ 刘经理：想和你谈谈，关于你年终绩效的事情。 小张：现在？要多长时间？ 刘经理：嗯……就一小会儿，我9点还有个重要的会议。哎，你也知道，年终大家都很 忙我也不想浪费你的时间。可是HR部门总给我们添麻烦。 小张：…… 刘经理：那我们就开始吧。 (于是小张就在刘经理放满文件的办公桌的对面，不知所措地坐了下来。) 刘经理：小张，今年你的业绩总的来说还过得去，但和其他同事比起来还差了许多， 但你是我的老部下了，我还是很了解你的，所以我给你的综合评价是3分，怎么样？ 小张：头儿，今年的很多事情你都知道的，我认为我自己还是做得不错的呀，年初安 排到我手里的任务我都完成了呀，另外我还帮助其他的同事做了很多的工作…… 刘经理：年初是年初，你也知道公司现在的发展速度，在半年前部门就接到新的市场 任务，我也对大家做了宣布的，结果到了年底，我们的新任务还差一大截没完成，我的压 力也很大啊！
第六章频谱搬移
6
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析 1 、表示式及波形
调幅信号表达式
k a UΩ m UC
调制信号波形
u AM (t) UC (1 mcos t)cos c t
波形表示
载波波形
已调波波形
m 1
7
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析
k a UΩ m UC
g(t)cos c t
18
第6章 振幅调制、解调与混频 （二）双边带信号
2.波形
调制信号波形 载波波形
已调波波形
相位跳变！
19
第6章 振幅调制、解调与混频
（二）双边带信号
与AM波相比，DSB信号的特点: (1) 包络不同。 AM波的包络正比于调制信号f(t)的波形，而 DSB波的包络则正比于|f(t)|。 (2) 180。相位跳变。 DSB信号的高频载波相位在调制电压零交点 处(调制电压正负交替时)要突变180°。
29
第6章 振幅调制、解调与混频
i a 0 a1 (V0 cos 0t V cos t ) a 2 (V0 cos 0t V cos t ) 2 a 3 (V0 cos 0t V cos t ) 3
a2 2 V0 2
a 2 2 a0 2 (V0 V ) 2
m
uC = UCcosωct uΩ = UΩcosΩt
U C (1 ma cost )
(t ) U C ΔU C (t ) U C kaU Ω cost
ΔU C kaU Ω ma U U C C 调幅信号表达式:
调幅度：
uAM (t ) U m (t ) cos ct U C (1 m cos t ) cos ct
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析 1 、表示式及波形
调幅信号表达式
k a UΩ m UC
调制信号波形
u AM (t) UC (1 mcos t)cos c t
波形表示
载波波形
已调波波形
m 1
7
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析
k a UΩ m UC
g(t)cos c t
18
第6章 振幅调制、解调与混频 （二）双边带信号
2.波形
调制信号波形 载波波形
已调波波形
相位跳变！
19
第6章 振幅调制、解调与混频
（二）双边带信号
与AM波相比，DSB信号的特点: (1) 包络不同。 AM波的包络正比于调制信号f(t)的波形，而 DSB波的包络则正比于|f(t)|。 (2) 180。相位跳变。 DSB信号的高频载波相位在调制电压零交点 处(调制电压正负交替时)要突变180°。
29
第6章 振幅调制、解调与混频
i a 0 a1 (V0 cos 0t V cos t ) a 2 (V0 cos 0t V cos t ) 2 a 3 (V0 cos 0t V cos t ) 3
a2 2 V0 2
a 2 2 a0 2 (V0 V ) 2
m
uC = UCcosωct uΩ = UΩcosΩt
U C (1 ma cost )
(t ) U C ΔU C (t ) U C kaU Ω cost
ΔU C kaU Ω ma U U C C 调幅信号表达式:
调幅度：
uAM (t ) U m (t ) cos ct U C (1 m cos t ) cos ct
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若输入信号us是普通调幅波，
(6.2―8)
us=Usmo(1+macosΩt)cosωCt。只要带通滤波器的带宽足够， 即B=>>2Ω，带内阻抗可近似认为等于有载谐振阻抗RL。 输出的中频电压近似等于ui=gcRLUsmo(1+macosΩt)cosωit。
第6章 混频
仿照集电极回路的分析方法，三极管混频器的输 入回路基极电流iB与输入电压us的关系也可近似写成
第6章 混频
3. 混频失真与干扰
混频器的失真有频率失真和非线性失真。此外， 由于器件的非线性还存在着组合频率干扰。这些组合 频率干扰往往是伴随有用信号而存在的，严重地影响 混频器的正常工作。因此，如何减小失真与干扰是混 频器研究中的一个重要问题。
第6章 混频
4. 选择性
所谓选择性是指混频器选取出有用的中频信号而 滤除其他干扰信号的能力。选择性越好输出信号的频 谱纯度越高。选择性主要取决于混频器输出端的中频 带通滤波器的性能。此外，对混频器的要求还有动态 范围、稳定性等等。
(6.2―5)
(6.2―6)
称其为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。在 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤 波器的滤波，取出的中频电压
ui gc RLUsm cosit
(6.2―7)
第6章 混频
Re 为 LC 并联谐振回路的有载谐振阻抗。中频输出
电压的幅度
Uim gc RLU sm
第6章 混频
在无线电技术中，混频的应用非常普遍。在超外
差式接收机中，所有输入信号的频率都要变成中频， 广播收音机的中频等于 465kHz ，电视接收机的中频等
于 38MHz 。在发射机中，为了提高发射信号的频率稳
定度，采用多级式发射机，用一个频率较低的石英晶 体振荡器做主振荡器，产生一个频率非常稳定的主振 信号，然后经过频率的加、减、乘、除运算变换成射 频。此外电视差转机收发频道的转换，卫星通信中上 行、下行频率的变换等等都必须采用混频器。
第6章 混频
＋ us － ＋ u1 －
i
＋ us －
＋ u1 －
i
(a )
(b )
图6.11 三极管混频电路形式
第6章 混频
＋ us － ＋ u1 － (c)
i
＋ us －
＋ u1 －
i
(d )
图6.11 三极管混频电路形式
第6章 混频
图6.12是典型的晶体管收音机混频电路。天空中各
种频率的电磁波在天线上感应生成高频电流，经过输 入回路选频，取出要收听电台的信号us，从晶体管基极
第6章 混频
6.1 概述
混频(或变频)是将信号的频率由一个数值变换成另 一个数值的过程。完成这种功能的电路叫混频器 (或变 频器 ) 。如广播收音机，中波波段信号载波的频率为 535kHz~1.6MHz ， 接 收 机 中 本 地 振 荡 的 频 率 相 应 为 1~2.065MHz，在混频器中这两个信号的频率相减，输 出信号的频率等于中频频率465kHz。
iC f (uBE ) f ( EB u1 ) f ( E B u1 )us
(6.2―1) 其中，第一项iC0=f(EB+u1)是时变工作点电流，称
为混频器的静态时变集电极电流。如图6.4所示。把iC0
1 1 2 f ( EB u1 )us f ( EB u1 )us3 2! 3!
第6章 混频
us
混频 器
uo
f (a ) t
fi t
(b ) fs
f
图6.1 混频器功能图
fi
f
第6章 混频
us
s
相乘 电路 u1
um
1 ＋s -
带通 滤波器
ui
1 －s ＝i
1
本地 振荡器
图6.2 混频电路的组成框图
第6章 混频
图6.1(a)画出了混频器输入、输出信号的时域波形。 经过混频，信号的载频由高频变成中频，但包络的形 状不变。图6.1(b)画出了输入与输出信号的频谱。经过 混频，载波频率由高频fs变成中频fi，频谱结构没有变 化。所以混频是线性频率变换，也是频谱搬移。
频形式电路。本地振荡器是由 V2 管构成的电感回授式 振荡器，本振电压从 V1 管的射极输入。信号电压经输
入选择回路由 V1 管的基极输入。中频电压由调谐于
465kHz的中周变压器的次级输出。
第6章 混频
fi ＝4 65 k Hz 1 0 k L1 fs L2 7 / 27 0 5 / 20 0 .0 47F 6 .8 k 0 .0 47 F 50 F 2 .7 k 0 .0 47 F V2 4 70 0F 1 .5 k 3 00pF 7 / 27 0 5 / 20 2 .2 k 0 .0 1F f1 L3 2 .7 k 2 00pF V1 ui ＋EC
图6.13 晶体管收音机混频电路
第6章 混频
图 6.14 是一个差分混频器，这种电路可以用分立
元件组成，也可用模拟乘法器组成。集成模拟乘法器 由于工作频率的限制，目前多用于中短波范围。这种 由分立元件构成的差分混频器，输入信号频率可高达 120MHz，混频增益约30dB。
图6.9 KPc、NF与U1m的关系
第6章 混频
KP c , NF /dB 30 25 20 15 10 5 0 0 .1 0 .2 0 .3 0 .5 1 NF EC = 6 V U1 m= 1 00 mV 2 3 IEQ / mA KP c
图6.10 KPc、NF与IEQ的关系
第6章 混频
图6.11给出了几种常用的三极管混频电路的形式。 它们的区别是本振电压注入方式和三极管交流地电位 的不同。电路形式 (a)的本振电压由基极注入，需要本 振提供的功率小，但信号电压对本振的影响较大。电 路形式(b) 的本振电压由发射极注入，需要本振提供的 功率大，但信号对本振影响小。电路形式(c)和(d)都是 共基极电路，与(a)、(b)电路相比，这种电路工作频率 高、稳定性好。
用分贝表示为
Pi K pc Ps
(6.1―1)
Pi K pc 10log (dB) Ps
(6.1―2)
第6章 混频
混频增益的高低与混频电路的形式有关。二极管
混频电路的混频增益 KPc ＜ 1 ；三极管、场效应管和模 拟乘法器构成的混频电路，混频增益可以大于1。
2. 噪声系数NF
已知噪声系数的定义为
表示为uBE的函数，iC=f(uBE),uBE=EB+u1+us。
第6章 混频
iC iB ＋ us － ＋ u1 － ＋ EB － － EC ＋ ＋ u BE L － C RL
i
－ ui ＋
图6.3 晶体三极管混频器
第6章 混频
由于 u1us ，所以三极管混频器电路是线性时变电路。
EB+u1 是时变工作点电压。在时变工作点附近，把iC 用 台劳级数展开
的关系曲线。图6.10给出KPc和NF与静态直流工作点电 流 IEQ 的 关 系 曲 线 。 由 图 可 见 ， 一 般 锗 管 U1m 选 在 50~200mV 范围内，硅管可取大些。偏置电压 EB 一般 选择在IEQ等于0.3~1mA的范围内工作比较合适。
第6章 混频
KP c , NF /dB 30 25 20 15 10 5 0 10 20 NF 5 0 1 00 2 00 3 00 U1 m/ mV KP c EC = 6 V IEQ = 1 mA
第6章 混频
混频器电路是由信号相乘电路，本地振荡器和带 通滤波器组成，如图6.2所示。信号相乘电路的输入一 个是外来的已调波us，另一个是由本地振荡器产生的等 幅正弦波u1。us与u1相乘产生和、差频信号，再经过带 通滤波器取出差频(或和频)信号ui。
第6章 混频
1.混频增益KPc
所谓混频增益KPc是指混频器输出的中频信号功率 Pi与输入信号功率Ps之比。
is gi 0us gi 0U sm cos st I sm gi 0U sm
(6.2―11) (6.2―12)
第6章 混频
s
Is ＋ Ism gs Usm －
us
准线性 放大器
ui
i
Ii －
g io
g c Usm
go c gL
Uim ＋
图6.6 晶体三极管混频器交流等效电路
第6章 混频
根据图6.6可导出三极管混频器的电压增益为
功率增益
gc gc KVc goc g L g L
2 gc K Pc g L gi 0
(6.2―13)
(6.2―14)
第6章 混频
混频跨导越大 ,KVc 、 KPc 越高。 gc 大小与晶体管参
数、本振电压幅度和静态偏置电压有关。图6.7和图6.8 分别画出了 gc 与 U1m 和 EB 关系曲线。由图可见， gc 与 U1m和EB的关系是非线性关系，U1m和EB过大或过小， gc都较小，只有在一段范围内gc较大。
用傅氏级数展开
iC 0 IC 0 IC 01 cos1t IC 02 cos21t
(6.2―2)
第6章 混频
iC
iC
0 0
EB u1
u BE 0 u BE
t
t
图6.4 静态时变集电极电流
第6章 混频
式 (6.2―1) 中， f′(EB+u1) 是晶体三极管的时变跨导
g(t) ，其波形如图 6.5 所示。同样可以把 g(t) 用傅氏级数 展开
(6.2―4)
第6章 混频
g = iC g (t)
0 0
EB u1
u BE 0 u BE
t
t
图6.5 时变跨导g(t)
第6章 混频
(6.2―8)
us=Usmo(1+macosΩt)cosωCt。只要带通滤波器的带宽足够， 即B=>>2Ω，带内阻抗可近似认为等于有载谐振阻抗RL。 输出的中频电压近似等于ui=gcRLUsmo(1+macosΩt)cosωit。
第6章 混频
仿照集电极回路的分析方法，三极管混频器的输 入回路基极电流iB与输入电压us的关系也可近似写成
第6章 混频
3. 混频失真与干扰
混频器的失真有频率失真和非线性失真。此外， 由于器件的非线性还存在着组合频率干扰。这些组合 频率干扰往往是伴随有用信号而存在的，严重地影响 混频器的正常工作。因此，如何减小失真与干扰是混 频器研究中的一个重要问题。
第6章 混频
4. 选择性
所谓选择性是指混频器选取出有用的中频信号而 滤除其他干扰信号的能力。选择性越好输出信号的频 谱纯度越高。选择性主要取决于混频器输出端的中频 带通滤波器的性能。此外，对混频器的要求还有动态 范围、稳定性等等。
(6.2―5)
(6.2―6)
称其为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。在 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤 波器的滤波，取出的中频电压
ui gc RLUsm cosit
(6.2―7)
第6章 混频
Re 为 LC 并联谐振回路的有载谐振阻抗。中频输出
电压的幅度
Uim gc RLU sm
第6章 混频
在无线电技术中，混频的应用非常普遍。在超外
差式接收机中，所有输入信号的频率都要变成中频， 广播收音机的中频等于 465kHz ，电视接收机的中频等
于 38MHz 。在发射机中，为了提高发射信号的频率稳
定度，采用多级式发射机，用一个频率较低的石英晶 体振荡器做主振荡器，产生一个频率非常稳定的主振 信号，然后经过频率的加、减、乘、除运算变换成射 频。此外电视差转机收发频道的转换，卫星通信中上 行、下行频率的变换等等都必须采用混频器。
第6章 混频
＋ us － ＋ u1 －
i
＋ us －
＋ u1 －
i
(a )
(b )
图6.11 三极管混频电路形式
第6章 混频
＋ us － ＋ u1 － (c)
i
＋ us －
＋ u1 －
i
(d )
图6.11 三极管混频电路形式
第6章 混频
图6.12是典型的晶体管收音机混频电路。天空中各
种频率的电磁波在天线上感应生成高频电流，经过输 入回路选频，取出要收听电台的信号us，从晶体管基极
第6章 混频
6.1 概述
混频(或变频)是将信号的频率由一个数值变换成另 一个数值的过程。完成这种功能的电路叫混频器 (或变 频器 ) 。如广播收音机，中波波段信号载波的频率为 535kHz~1.6MHz ， 接 收 机 中 本 地 振 荡 的 频 率 相 应 为 1~2.065MHz，在混频器中这两个信号的频率相减，输 出信号的频率等于中频频率465kHz。
iC f (uBE ) f ( EB u1 ) f ( E B u1 )us
(6.2―1) 其中，第一项iC0=f(EB+u1)是时变工作点电流，称
为混频器的静态时变集电极电流。如图6.4所示。把iC0
1 1 2 f ( EB u1 )us f ( EB u1 )us3 2! 3!
第6章 混频
us
混频 器
uo
f (a ) t
fi t
(b ) fs
f
图6.1 混频器功能图
fi
f
第6章 混频
us
s
相乘 电路 u1
um
1 ＋s -
带通 滤波器
ui
1 －s ＝i
1
本地 振荡器
图6.2 混频电路的组成框图
第6章 混频
图6.1(a)画出了混频器输入、输出信号的时域波形。 经过混频，信号的载频由高频变成中频，但包络的形 状不变。图6.1(b)画出了输入与输出信号的频谱。经过 混频，载波频率由高频fs变成中频fi，频谱结构没有变 化。所以混频是线性频率变换，也是频谱搬移。
频形式电路。本地振荡器是由 V2 管构成的电感回授式 振荡器，本振电压从 V1 管的射极输入。信号电压经输
入选择回路由 V1 管的基极输入。中频电压由调谐于
465kHz的中周变压器的次级输出。
第6章 混频
fi ＝4 65 k Hz 1 0 k L1 fs L2 7 / 27 0 5 / 20 0 .0 47F 6 .8 k 0 .0 47 F 50 F 2 .7 k 0 .0 47 F V2 4 70 0F 1 .5 k 3 00pF 7 / 27 0 5 / 20 2 .2 k 0 .0 1F f1 L3 2 .7 k 2 00pF V1 ui ＋EC
图6.13 晶体管收音机混频电路
第6章 混频
图 6.14 是一个差分混频器，这种电路可以用分立
元件组成，也可用模拟乘法器组成。集成模拟乘法器 由于工作频率的限制，目前多用于中短波范围。这种 由分立元件构成的差分混频器，输入信号频率可高达 120MHz，混频增益约30dB。
图6.9 KPc、NF与U1m的关系
第6章 混频
KP c , NF /dB 30 25 20 15 10 5 0 0 .1 0 .2 0 .3 0 .5 1 NF EC = 6 V U1 m= 1 00 mV 2 3 IEQ / mA KP c
图6.10 KPc、NF与IEQ的关系
第6章 混频
图6.11给出了几种常用的三极管混频电路的形式。 它们的区别是本振电压注入方式和三极管交流地电位 的不同。电路形式 (a)的本振电压由基极注入，需要本 振提供的功率小，但信号电压对本振的影响较大。电 路形式(b) 的本振电压由发射极注入，需要本振提供的 功率大，但信号对本振影响小。电路形式(c)和(d)都是 共基极电路，与(a)、(b)电路相比，这种电路工作频率 高、稳定性好。
用分贝表示为
Pi K pc Ps
(6.1―1)
Pi K pc 10log (dB) Ps
(6.1―2)
第6章 混频
混频增益的高低与混频电路的形式有关。二极管
混频电路的混频增益 KPc ＜ 1 ；三极管、场效应管和模 拟乘法器构成的混频电路，混频增益可以大于1。
2. 噪声系数NF
已知噪声系数的定义为
表示为uBE的函数，iC=f(uBE),uBE=EB+u1+us。
第6章 混频
iC iB ＋ us － ＋ u1 － ＋ EB － － EC ＋ ＋ u BE L － C RL
i
－ ui ＋
图6.3 晶体三极管混频器
第6章 混频
由于 u1us ，所以三极管混频器电路是线性时变电路。
EB+u1 是时变工作点电压。在时变工作点附近，把iC 用 台劳级数展开
的关系曲线。图6.10给出KPc和NF与静态直流工作点电 流 IEQ 的 关 系 曲 线 。 由 图 可 见 ， 一 般 锗 管 U1m 选 在 50~200mV 范围内，硅管可取大些。偏置电压 EB 一般 选择在IEQ等于0.3~1mA的范围内工作比较合适。
第6章 混频
KP c , NF /dB 30 25 20 15 10 5 0 10 20 NF 5 0 1 00 2 00 3 00 U1 m/ mV KP c EC = 6 V IEQ = 1 mA
第6章 混频
混频器电路是由信号相乘电路，本地振荡器和带 通滤波器组成，如图6.2所示。信号相乘电路的输入一 个是外来的已调波us，另一个是由本地振荡器产生的等 幅正弦波u1。us与u1相乘产生和、差频信号，再经过带 通滤波器取出差频(或和频)信号ui。
第6章 混频
1.混频增益KPc
所谓混频增益KPc是指混频器输出的中频信号功率 Pi与输入信号功率Ps之比。
is gi 0us gi 0U sm cos st I sm gi 0U sm
(6.2―11) (6.2―12)
第6章 混频
s
Is ＋ Ism gs Usm －
us
准线性 放大器
ui
i
Ii －
g io
g c Usm
go c gL
Uim ＋
图6.6 晶体三极管混频器交流等效电路
第6章 混频
根据图6.6可导出三极管混频器的电压增益为
功率增益
gc gc KVc goc g L g L
2 gc K Pc g L gi 0
(6.2―13)
(6.2―14)
第6章 混频
混频跨导越大 ,KVc 、 KPc 越高。 gc 大小与晶体管参
数、本振电压幅度和静态偏置电压有关。图6.7和图6.8 分别画出了 gc 与 U1m 和 EB 关系曲线。由图可见， gc 与 U1m和EB的关系是非线性关系，U1m和EB过大或过小， gc都较小，只有在一段范围内gc较大。
用傅氏级数展开
iC 0 IC 0 IC 01 cos1t IC 02 cos21t
(6.2―2)
第6章 混频
iC
iC
0 0
EB u1
u BE 0 u BE
t
t
图6.4 静态时变集电极电流
第6章 混频
式 (6.2―1) 中， f′(EB+u1) 是晶体三极管的时变跨导
g(t) ，其波形如图 6.5 所示。同样可以把 g(t) 用傅氏级数 展开
(6.2―4)
第6章 混频
g = iC g (t)
0 0
EB u1
u BE 0 u BE
t
t
图6.5 时变跨导g(t)
第6章 混频