运算放大器容性负载驱动分析
运算放大器电路的误差分析+汇总.
1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。
VP=ViVN=Vo共模输入电压为：差摸输入电压为：运算放大器的总输出电压为：vo=A VD v ID+A VC v IC闭环电压增益为：可以看出，AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。
2.输入失调电压V IO一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。
但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。
通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。
解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。
解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即V IO=- V O|VI=0/A VO输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV3.输入偏置电流I IBBJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流I BN和I BP。
输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。
输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。
偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。
其值一般为10nA~1uA。
4.输入失调电流I IO在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即I IO=|I BP-I BN| 由于信号源内阻的存在，I IO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。
它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为1nA~0.1uA。
5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。
设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。
为了分析方便，假设运放的开环增益AVO和输入电阻Ri均为无限大，外电路电阻R2=R1||Rf，利用戴维南定理和诺顿定理可得两输入端的等效电压和等效电阻，如下图所示则可得同相输入端电压反向输入端电压因AVO→∞，有V P≈V N，代入得Vo=(1+Rf/R1)[VIO+IIB(R1||Rf-R2)+ IIO(R1||Rf+R2)]当取R2=R1||Rf时，由输入偏置电流IIB引起的输入误差电压可以消除，上式可简化为V o=(1+R f/R1)(V IO+I IO R2)可见，1+Rf/R1 和R2越大，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。
电流反馈运算放大器介绍及RF的作用
电流反馈运算放大器介绍及RF的作用电流反馈的结构与电压反馈大不相同。
电流反馈非常适合用于高速信号，因为它没有基础增益带宽积的限制，同时也由于其固有的线性度。
电流反馈运算放大器的带宽略微受到增益的约束，但不像电压反馈器件那么严重。
再者，压摆率并非受到内部偏置电流的限制，而是受到晶体管自身速度的限制。
这样在给定偏置电流的条件下可以使用更快的压摆率，而不必采用正反馈或其它压摆率提升技术。
电流反馈运算放大器有一个输入缓冲器，而不是一个差分线对。
输入缓冲器一般是一个射极跟随器或其它类似的东西。
非反相输入的阻抗很高，而缓冲器的输出(作为放大器的反相输入)则是低阻抗。
相比之下，电压反馈放大器的两个输入端都为高阻抗。
电流反馈运算放大器的输出是电压，并且它与流出或流入运算放大器反相输入端的电流有关，两者的关系满足一个复杂的函数，名为互阻抗Z(s)。
直流下的互阻抗值很大，并且与电压反馈运算放大器相似，会随频率的增加而单极滚降。
图 1 - Z(s) 与反馈电阻RF.电流反馈运算放大器有可调带宽和可调整的稳定度。
反馈电阻设定了闭环动态范围，并且会同时影响带宽和稳定度。
电流反馈的一个最大优点就是有很好的大信号带宽。
基于反馈电阻的应用,有很高的压摆率和可调带宽，使器件的大信号带宽非常接近于小信号带宽。
并且，由于固有的线性度，高频大信号时也可以获得低的失真。
为什么RF 值如此重要?反馈电阻的闭环特性使我们能够避免固定增益带宽的限制。
这可以通过降低反馈电阻的值来实现，这样可以在提高增益的同时保持回路高增益。
图2RF 对频率响应的作用图2是一个宽带视频放大器的实例。
可以看到改变反馈电阻时带宽的变化情况。
在曲线最右端RF 等于200 Ω，可以看到频率响应有相当大的尖峰。
尖峰幅度几乎有1/2 dB。
该曲线亦有最大的带宽。
当反馈电阻减小时，尖峰也进一步增加。
电阻减小至200 Ω 以下则很可能在脉冲响应上出现糟糕的振铃，如果电阻过低则会出现振荡。
负载驱动器电路的实现方案
负载驱动器电路的实现方案在很多应用中，都需要用到能够为负载提供适当功率的放大器；另外还需保持良好的直流精度，而负载的大小决定了目标电路的类型。
精密运算放大器能驱动功率要求不足 50 mW 的负载，而搭配了精密运算放大器输入级和分立功率晶体管输出级的复合放大器可以用来驱动功率要求为数 W 的负载。
但是，在中等功率范围内却没有优秀的解决方案。
在这个范围内，不是运算放大器无法驱动负载，就是电路过于庞杂而昂贵。
最近在设计惠斯登电桥驱动器时，这种两难处境更为明显。
激励电压直接影响失调和范围，因此需要具有直流精度。
这种情况下，源极电压和电桥之间的容差不足 1 mV。
若以 7 V 至 15 V 电源供电，则电路必须以单位增益将电桥从 100 mV 驱动至 5 V。
使问题变得更为复杂的是，它能使用各种不同的桥式电阻例如，应变计的标准阻抗为 120 Ω或 350 Ω。
若采用 120 Ω电桥，则放大器必须提供 42 mA 电流，才能保持 5 V 电桥驱动能力。
此外，电路驱动能力必须高达 10 nF。
这是考虑电缆和电桥耦合电容后得到的数值。
放大器选择设计该电路的第一步，是选择可以驱动负载的放大器。
其压差(VOH) 在目标负载电流情况下，必须位于电路的可用裕量范围内。
针对该设计的最小电源电压为 7 V，最大输出为 5 V。
若裕量为 250 mV，则可用裕量(VDD – VOUT)等于 1.75 V。
目标负载电流为 42 mA。
精密、双通道运算放大器 ADA4661-2 具有轨到轨输入和输出特性。
该器件的大输出级可驱动大量电流。
源电流为 40 mA 时，数据手册中的压差电压规格为 900 mV，因此可轻松满足 1.75 V 裕量要求。
压差限制了电路采用低压电源工作，而功耗则限制了电路采用高压电源工作。
可计算芯片升温，确定最大安全工作温度。
MSOP 封装简化了原型制作，但 LFCSP 封装的热性能更佳，因此如有可能应当采用 LFCSP 封装。
一种可驱动大电流电容性或电感性负载运放
一种可驱动大电流电容性或电感性负载运放
通常，在定义一种新器件以达到严格的汽车标准时，我们的团队会看其它需要相同功能的系统，并且我们会设计跨所有这些应用的器件。
这正是我们的团队开发新型ALM2402（专为汽车应用设计的双大电流运算放大器（运放））时发生的情况。
在定义ALM2402时，我们意识到许多汽车和工业系统均需要一种可驱动大电流电容性或电感性负载的运放。
在过去，常要求设计人员用分立组件来满足这种需要。
要用分立组件设计一种简单的大电流放大器，您需要放大器、双极结型晶体管（BJT）和二极管。
图1所示就是这样的一个范例，通常用于电机驱动器应用。
该实施方案可驱动解析器（用来测量电机轴旋转角度）的励磁线圈。
您可在许多汽车和工业应用中找到放大器设计（如驱动电感性负载）。
这种典型的解决方案会在。
十八、运放容性负载问题
十八、运放容性负载问题18 运算放大器容性负载驱动问题Grayson King,Analog Devices Inc.问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?答：通常这是无法选择的。
在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。
它常常是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。
但是在有些情况下，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。
例如，当运放被用作基准电压的倒相或驱动一个动态负载时。
在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。
不论哪种情况，容性负载都要对运放的性能有影响。
问：容性负载如何影响运放的性能?答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。
每个运放都有一个内部输出电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。
正如图1(b)波特图幅频特性曲线表示，附加极点的幅频特性斜率比主极点20dB/十倍频程更徒。
从相频特性曲线图1(c)中可以看出，每个附加极点的相移都增加-90°。
我们可用图1(b)或图1(c)来判断电路的稳定性。
从图1(b)中可以看出，当开环增益和反馈衰减之和大于1时，电路会不稳定。
同样，在图1(c)中，如果某一工作频率低于闭环带宽，在这个频率下环路相移超过-180°时，运放会出现振荡。
电压反馈型运算放大器(VFA)的闭环带宽等于运放增益带宽积(GBP，或单位增益频率)除以电路闭环增益(A CL )。
运算放大器电路的相位裕度定义为使电路不稳定所要求的闭环带宽处对应的附加相移(即环路相移十相位裕度=-180°)。
当相位裕度为0时，环路相移为-180°，此运放电路不稳定。
通常，当相位裕度小于45°时，会出现问题，例如频响“尖峰”，阶跃响应中的过冲或“振铃”。
为了使相位裕度留有余地，容性负载产生的附加极点至少应比电路的闭环带宽高10倍，如果不是这样电路可能不稳定。
问：那么我应该如何处理容性负载?答：首先我们应该确定运放是否能稳定地驱动自身负载。
十八、运放容性负载问题
十八、运放容性负载问题18 运算放大器容性负载驱动问题Grayso n King,Analog Device s Inc.问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?答：通常这是无法选择的。
在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。
它常常是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。
但是在有些情况下，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。
例如，当运放被用作基准电压的倒相或驱动一个动态负载时。
在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。
不论哪种情况，容性负载都要对运放的性能有影响。
问：容性负载如何影响运放的性能?答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。
每个运放都有一个内部输出电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。
正如图1(b)波特图幅频特性曲线表示，附加极点的幅频特性斜率比主极点20dB/十倍频程更徒。
从相频特性曲线图1(c)中可以看出，每个附加极点的相移都增加-90°。
我们可用图1(b)或图1(c)来判断电路的稳定性。
从图1(b)中可以看出，当开环增益和反馈衰减之和大于1时，电路会不稳定。
同样，在图1(c)中，如果某一工作频率低于闭环带宽，在这个频率下环路相移超过-180°时，运放会出现振荡。
电压反馈型运算放大器(VFA)的闭环带宽等于运放增益带宽积(GBP，或单位增益频率)除以电路闭环增益(A CL )。
运算放大器电路的相位裕度定义为使电路不稳定所要求的闭环带宽处对应的附加相移(即环路相移十相位裕度=-180°)。
当相位裕度为0时，环路相移为-180°，此运放电路不稳定。
通常，当相位裕度小于45°时，会出现问题，例如频响“尖峰”，阶跃响应中的过冲或“振铃”。
保持运算放大器电路电容性负载稳定性的三种方法
所 按 高 如 图 ２ ０ｄ Ｂ ／ｄ ｅｃ ａ ｄｅ 。
１
示 ，
照Ｔ Ｉ
精 度 实 验 室 视 频 中 介 绍 的 设 计 步 骤 并
通 过 将 零 点 设 置 在 不 小 干 负 载 Ａ ｏ ｌ 曲
线 为 ２０ ｄ Ｂ 时 的 频 率 上 该 补 偿 电 路 则 ，
能 够 产 生 稳 定 的 结 果 且 相 位 裕 度 大 于
将
一个 隔
离电
阻Ｒ （
与 。 ｓ ，
）
电 容 性 负 载
串联 。
隔
离电
阻 为 Ａ ？ ｕ ｌ
Ｐ
传
递
函
数
加 入 一 个 零 点 ， 可 以 抵 消 极 点 的 相 位
偏移 ，
并使 闭 合速 Ｒ ｏ ｓ ｉ ｄ 补 ｆｂ 偿 电 路 和 开环 结 果
列可接受级 别中 的增益
Ａ ？
（
。，
Ｐ）
相
位 裕 度 减 小 。
目 前 已 经 有 很 多 资 料 详 尽 地 介
绍 了 基 本稳 定 性 理 论 ，
例如 ，
Ｔ 丨 高
精 度 实 验 室 运 一 算 放 大 器 视 频 。 有
多 种 补 偿 电 路 可 以 在 施 加 电 容 性 负
电 路 Ｒ
Ｉ
Ｓ０
＋Ｄ
ＦＢ
同
时使
用
Ｒ １
Ｓ 。和 双
通
道
反 馈
Ｒ
（
Ｉ
＋
Ｓ（ ）
ＤＦ
Ｂ
） 电路
是确保直
流精度且
稳
定 电 容 性 负 载 的 常 见 解 决 方 案 。 正 如
运算放大器工作原理
运算放大器工作原理运算放大器（Operational Amplifier，简称Op-Amp）是一种重要的电子器件，它在现代电子电路中有着广泛的应用。
运算放大器的工作原理是基于差分放大器的基础上进行改进和优化，使得它具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗等优良特性。
本文将从运算放大器的基本原理、内部结构、工作特性以及应用领域等方面进行详细介绍。
一、基本原理运算放大器是一种差动放大器，它由多个晶体管、电阻、电容等元件组成。
在运算放大器的内部，有两个输入端和一个输出端。
其中一个输入端称为非反相输入端（+），另一个输入端称为反相输入端（-）。
运算放大器的输出端输出的是输入信号的放大值，其放大倍数由运算放大器的增益决定。
运算放大器的工作原理可以用简单的电路模型来描述。
在理想情况下，运算放大器的增益是无穷大的，输入阻抗是无穷大的，输出阻抗是零。
这意味着运算放大器可以放大微小的输入信号，并且不会对输入信号产生影响，同时输出的电压可以根据输入信号的大小进行线性放大。
二、内部结构运算放大器的内部结构非常复杂，一般由多个晶体管、电阻、电容等元件组成。
其中最核心的部分是差分放大器。
差分放大器由两个晶体管和若干电阻组成，它的作用是将输入信号进行放大，并将放大后的信号送入后级放大器进行进一步放大。
在运算放大器的内部，还有许多其他的电路，如反馈电路、偏置电路等，它们都起着至关重要的作用。
三、工作特性运算放大器具有许多优良的工作特性，这些特性使得它在电子电路中有着广泛的应用。
首先，运算放大器具有高增益。
在理想情况下，运算放大器的增益是无穷大，这意味着它可以对微小的输入信号进行高度放大。
其次，运算放大器具有高输入阻抗和低输出阻抗。
这使得它可以接受各种不同的输入信号，并且可以驱动各种不同的负载。
此外，运算放大器还具有良好的线性特性、宽带宽等特点。
四、应用领域由于其优良的工作特性，运算放大器在电子电路中有着广泛的应用。
它可以用于信号放大、滤波、比较、积分、微分等各种电路中。
运算放大器电路的误差分析+汇总.
1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。
VP=ViVN=Vo共模输入电压为：差摸输入电压为：运算放大器的总输出电压为：vo=A VD v ID+A VC v IC闭环电压增益为：可以看出，AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。
2.输入失调电压V IO一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。
但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。
通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。
解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。
解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即V IO=- V O|VI=0/A VO输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV3.输入偏置电流I IBBJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流I BN和I BP。
输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。
输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。
偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。
其值一般为10nA~1uA。
4.输入失调电流I IO在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即I IO=|I BP-I BN| 由于信号源内阻的存在，I IO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。
它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为1nA~0.1uA。
5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。
设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。
为了分析方便，假设运放的开环增益AVO和输入电阻Ri均为无限大，外电路电阻R2=R1||Rf，利用戴维南定理和诺顿定理可得两输入端的等效电压和等效电阻，如下图所示则可得同相输入端电压反向输入端电压因AVO→∞，有V P≈V N，代入得Vo=(1+Rf/R1)[VIO+IIB(R1||Rf-R2)+ IIO(R1||Rf+R2)]当取R2=R1||Rf时，由输入偏置电流IIB引起的输入误差电压可以消除，上式可简化为V o=(1+R f/R1)(V IO+I IO R2)可见，1+Rf/R1 和R2越大，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。
运算放大器几种常见的问题
第对于一我们常、偏用的反置相运算电放大流器如，其典何型电路补偿如下：在这类状况下，R3 为均衡电阻，其大小计算公式一般为这些运算放大器知识你注意到了吗，这样，在能够很好的保证运放的电流赔偿，使正负端偏置电流相等。
若这些运算放大器知识你注意到了吗时，甚至取值更大时，会产生更大的噪声和俊逸。
可是，应大于输入信号源的内阻。
擅长思虑的工程师都会想到，当为同相放大器的时候，其原理又是什么呢 ? 此刻我们先回首下同相运放的设计电路：在同对比率运放中偏置电阻大小为这些运算放大器知识你注意到了吗，当计算出的要将该电阻挪动到正相端，与 R1 串连在输入端。
Rp 为负值时，需这里额外多插入一句，同对比率运放拥有高输入阻抗，低输出阻抗的特征，宽泛应用在前置运放电路中。
第二、调零电路各种今日运放已经发展的很快速，附注功能各式各种，比若有些运放已经拥有了调零的外接端口，此时依据数据手册进适合的电阻选择就能够达成运放调零。
比如LF356 运放，其典型电路以下：此外一些低成本的运放也许不带这些自动调理功能，那么作为设计师的我们也不犯难，经过简单的加法电路、减法电路等能够达成固定的调零(固然有时这类做法有隔靴挠痒的作用)。
如在当要进行往常在赔偿电路中增添一个三极管电路，利用LF355 典型电路中将三极管电路嵌入在V+ 和 25KPN 结的温度特征，达成运放的温度赔偿。
例反应电阻之间。
第三、相位赔偿怎样选择当我们阅读一个集成运放数据手册的时候，会发现集成运放的内部实际上是一个多级的放大器，所以，不行防止的对系统引入了极点使得电路需要进行相位赔偿。
往常采纳超前赔偿、滞后赔偿和滞后-超前赔偿。
所谓的超前赔偿就是相移减小的赔偿，平常的讲就是使电路出现零点，在该频次处的输出信号比输入信号的相位超前 45°。
经过计算将出现极点的频次点人工设计出一个零点，进而使系统变得稳固。
滞后赔偿往常能够理解为使相移增大的赔偿。
能够使主极点频次降低，使放大器频带变窄，这样，就能够使运放电路在有限的带宽内只有一个极点，使运放电路变得简单调整。
运算放大器常见参数解析
运放常见参数总结1.输入阻抗和输出阻抗（Input Impedance And Output Impedance）一、输入阻抗输入阻抗是指一个电路输入端的等效阻抗。
在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗Rin就是U/I。
你可以把输入端想象成一个电阻的两端，这个电阻的阻值，就是输入阻抗。
输入阻抗跟一个普通的电抗元件没什么两样，它反映了对电流阻碍作用的大小。
对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。
因此，我们可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（注：只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题。
另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑阻抗匹配问题二、输出阻抗无论信号源或放大器还有电源，都有输出阻抗的问题。
输出阻抗就是一个信号源的内阻。
本来，对于一个理想的电压源（包括电源），内阻应该为0，或理想电流源的阻抗应当为无穷大。
输出阻抗在电路设计最特别需要注意但现实中的电压源，则不能做到这一点。
我们常用一个理想电压源串联一个电阻r的方式来等效一个实际的电压源。
这个跟理想电压源串联的电阻r，就是（信号源/放大器输出/电源）的内阻了。
当这个电压源给负载供电时，就会有电流I从这个负载上流过，并在这个电阻上产生I×r的电压降。
这将导致电源输出电压的下降，从而限制了最大输出功率（关于为什么会限制最大输出功率，请看后面的“阻抗匹配”一问）。
同样的，一个理想的电流源，输出阻抗应该是无穷大，但实际的电路是不可能的三、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
运放电容负载
运放电容负载运放（Operational Amplifier，简称OP-AMP）是一种非常常见的电子元件，它在电子电路中起着放大信号的作用。
运放的输出电流能够驱动电容负载，因此在设计电路时，需要考虑运放对电容负载的影响。
电容负载在电子电路中广泛应用，例如电容耦合放大器、滤波器等。
当运放驱动电容负载时，有两个主要因素需要考虑：首先是电容负载的大小，其次是电容负载的性质。
首先考虑电容负载的大小。
电容负载的大小决定了运放需要提供的电荷量。
电容的电荷量可以表示为Q=CV，其中Q为电荷量，C为电容的大小，V为电压。
当电容负载较大时，电荷量也相应增加，因此运放需要提供更多的电荷。
这会增加运放的输出电流，从而影响运放的性能。
其次考虑电容负载的性质。
电容负载通常表现为一个阻抗，即电容的阻抗Zc=1/jωC，其中j为虚数单位，ω为角频率，C为电容的大小。
当角频率较高时，电容的阻抗较小，运放需要提供更大的输出电流来驱动电容负载。
因此，电容负载的性质也会影响运放的性能。
为了更好地驱动电容负载，设计者通常会采取一些措施。
首先是选择合适的运放。
不同的运放有不同的输出电流能力，因此需要根据电容负载的大小来选择合适的运放。
其次是增加运放的输出级，例如使用输出级为功率放大器的运放。
这样可以增加运放的输出电流能力，从而更好地驱动电容负载。
此外，还可以采取并联电容的方式来减小电容负载的大小，从而降低对运放的要求。
在实际设计中，还需要考虑运放的带宽。
带宽是指运放能够正常工作的频率范围。
当驱动电容负载时，运放的输出电流会受到电容负载的影响而下降，从而导致运放的带宽减小。
因此，在选择运放时，需要考虑运放的带宽是否足够大，以满足电路的要求。
运放电容负载是设计电子电路时需要考虑的重要因素之一。
通过选择合适的运放、增加输出级或并联电容等措施，可以更好地驱动电容负载，保证电路的性能和稳定性。
同时，还需要考虑运放的带宽，以满足电路的要求。
在实际设计中，需要根据具体的应用需求来选择合适的解决方案，以确保电路的性能和可靠性。
“驯服”振荡—电容性负载问题
“驯服”振荡—电容性负载问题鉴于反馈通路中相移（或者称作延迟）引起的诸多问题，我们一直在追求运算放大器的稳定性。
通过上周的讨论我们知道，电容性负载稳定性是一个棘手的问题。
如果您才刚刚接触我们的讨论，那么您应该首先阅读前两篇博客文章《振荡原因》和《“驯服”振荡》。
“麻烦制造者”运算放大器开环输出电阻 (Ro)，实际并非运算放大器内部的一个电阻器。
它是一个依赖于运算放大器内部电路的等效电阻。
如果不改变运算放大器，也就不可能改变这种电阻。
CL 为负载电容。
如果您想驱动某个 CL，您就会受困于 Ro 和 CL 形成的极点频率。
G=1 时 20MHz 运算放大器的反馈环路内部1.8MHz 极点频率便会带来问题。
请查看图 1。
对于这个问题，有一种常见解决方案—调慢放大器响应速度。
想想看，环路具有固定的延迟，其来自 Ro 和CL。
为了适应这种延迟，放大器必须更慢地响应，这样它才不至于超过去，错过希望获得的终值。
减速的一种好办法是，将运算放大器放置在更高的增益中。
高增益降低了闭环放大器的带宽。
图 2 显示了驱动相同 1nF 负载但增益为 10 的 OPA320，其小步进值的响应性能得到极大提高，但仍然很小。
将增益增加到 25 甚至更大，似乎相当好。
但是另一个问题出现了。
图 3 增益仍为 10，但增加了 Cc，其将速度又降低了 1 位。
Cc 过小时，响应看起来更像图 2。
Cc 过大时，可能出现问题，其看起来更像图 1。
恰到好处地补偿，可解决“靠近速率”问题——波特图分析。
这已经超出一篇博客文章所能讨论的范围了，因此我只能试着给您一些建议。
在解决这些问题时，可以借助于您的直觉，但是如果您提高补偿操作的能力水平，那么就需要向波特先生（波特图）请教了。
容性负载——精选推荐
前言众所周知，电容的阻抗是和频率有关的，频率越高，阻抗越小。
相比于低速运放，高速运放有更宽的频率响应，因此它要驱动的阻抗更小（更难驱动）。
这意味着，同样的layout和负载，应用到低速运放中没有问题，应用到高速运放中就可能出现问题。
为什么驱动容性负载是个问题？运放的输出阻抗R O不为零，和容性负载以及其他负载一起，使得反馈回路增加了一个极点。
这个极点是和C L的时间常数相关的，它取决于从C L看出去的等效电阻，即R O ‖R L‖（R f+R g）。
移动这个极点到更高的频段需要减小其中一个或多个电阻的阻值。
这个新极点是另外附加到正常的闭环响应中的。
好的情况下，它只是减少了相位裕量，坏的情况下，它能导致振荡。
这种情况可以通过减小R L 来改善，但是这会导致其他问题，如信号的保真度和功率。
CLC2600驱动容性负载的例子下图显示了CLC2600驱动容性负载的效果，电路图如上（注意R O 不是一个外部电阻，它位于运放的内部），R f=R g = 510 Ohms，R L = 100 Ohms。
负载电容越大，频响上冲的尖峰越高，当它大于20pF时就会导致振荡。
如果增大R L的阻值甚至移走它的话，情况会变得更坏。
我们该怎么做？最好的改善办法就是减小或移除这个容性负载，但通常都是不可能的。
最容易的办法是在R O和C L之间串一个电阻R S 。
这乍听起来好像会使问题变得更糟，但实际是行之有效的，因为R S是位于反馈环外部，而非内部。
R S 减少了由C L 引起的相移，将运放和负载电容隔离了开来，选择正确的R S 值能有效的控制负载电容引起的上冲。
该方法的弊端是会损失一些带宽。
它的效用如何？下图显示了CLC2600电路中使用了RS 后的情况，5 Ohms的RS可以使得上冲峰值低于1dB。
阻值不必恰恰如图所示，阻值高一点，能令峰值低一点，带宽小一点。
（原文是a lit tle higher resistance will result in less peaking and a little less bandwidth。
运放电容负载
运放电容负载运放电容负载是指在运放电路中，负载电容对运放电路的影响。
负载电容是指连接在运放输出端的电容元件，它对运放电路的稳定性和频率响应有着重要影响。
本文将从负载电容的原理、影响因素和应对策略三个方面进行阐述。
一、负载电容的原理在运放电路中，负载电容扮演着一个非常重要的角色。
它不仅影响着运放电路的频率响应特性，还会影响运放电路的稳定性。
在运放的输出端，负载电容会形成一个高通滤波器，阻隔低频信号的传输。
当输入信号的频率较高时，负载电容会对输入信号进行放大，从而影响运放电路的增益和相位特性。
二、负载电容的影响因素负载电容对运放电路的影响主要取决于两个因素：负载电容的数值和运放的输出阻抗。
首先，负载电容的数值越大，对低频信号的阻隔作用就越强，从而导致运放的增益下降。
其次，运放的输出阻抗越大，负载电容对信号的放大作用就越显著。
三、应对负载电容的策略为了减小负载电容对运放电路的影响，可以采取以下几种策略：1. 选择合适的运放：不同的运放具有不同的输出驱动能力和输出阻抗。
在设计电路时，可以根据实际需求选择输出驱动能力较强的运放，以减小负载电容对电路的影响。
2. 调整运放的增益：通过调整运放的增益，可以在一定程度上减小负载电容对信号的放大作用。
可以根据具体需求，选择适当的增益值，以达到最佳的信号放大效果。
3. 使用运放输出级：在一些特殊情况下，可以使用运放的输出级作为负载，从而减小负载电容对电路的影响。
运放的输出级具有较低的输出阻抗和较强的输出驱动能力，能够有效减小负载电容对运放电路的影响。
4. 优化负载电容的数值：根据实际需求，可以选择合适的负载电容数值，以达到最佳的频率响应特性。
如果需要较高的频率响应特性，可以选择较小的负载电容；如果需要较低的频率响应特性，可以选择较大的负载电容。
负载电容对运放电路的影响是不可忽视的。
在设计运放电路时，需要充分考虑负载电容的影响因素，采取相应的策略来减小其对电路的影响。
运算放大器的性能指标
运算放⼤器的性能指标⼀.直流指标(静态指标)1.输⼊失调电压（Input offset voltage）2.输⼊失调电压的温漂在实际当中，每个芯⽚的输⼊失调电压并⾮固定不变，输⼊失调电压会随温度的变化⽽漂移，这个参数相当于是对输⼊失调电压的进⼀步补充。
以上参数有些datasheet中除了会给出典型的值外，还会给出不同的输⼊失调电压下的芯⽚的分布⽐例和不同温度的会出现温漂的芯⽚的分布⽐例，⼀般都是符合正态分布的。
3.输⼊偏置电流(Input bias current)理想的运放输⼊阻抗⽆穷⼤，因此不会有电流流⼊输⼊端，⼀般情况下，CMOS和JFET的偏置电流⽐双极性的都要⼩，偏置电流⼀般⽆需考虑。
输⼊偏置电流的值应该是（Ib+ +Ib-）/2.4.输⼊失调电流(Input offset current)输⼊失调电流的值为(Ib+- Ib-)对于⼩信号的处理，运放的选择要选择偏置电流⽐较⼩的。
对于偏置电流的另外⼀种解决⽅案为在地和同相端之间接⼀格电阻，电阻的⼤⼩为Req=R1//R2.5.输⼊共模电压Vicm（Input Voltage common-mode Range）共模输⼊电压Vicm被定义为⼀个电压范围：当超过该范围时，运放停⽌⼯作。
如果输⼊的电压不在此范围之类，运放将停⽌⼯作。
对于有不同输⼊级的运放，其输⼊共模电压是不⼀样的。
由于运放向单电源低电压趋势发展，所以该参数越来越重要。
这个参数是运放选择时⾮常重要的⼀个参数，有些信号通过运放之后可能会出现削顶的情况，可能就是因为这个参数选的不好。
6.共模抑制⽐CMRR (Common-Mode Rejection)共模抑制⽐的定义：差分电压放⼤倍数与共模电压放⼤倍数之⽐（理想运放的这个值为⽆穷⼤，实际中⼀般是数万倍），为了说明差分放⼤电路抑制共模信号及放⼤查分信号的能⼒。
这个性能主要是指运放在差分输⼊的情况下,对共模⼲扰的抑制性能，⼀般⽤单位db来表⽰，这个值⼀般在80db-120db之间。
运算放大器的稳定性(六)：电容性负载稳定性——RISO、高增益及CF、噪声增益
运算放大器稳定性第 6 部分（共 15 部分）电容性负载稳定性：R ISO 、高增益及 CF 、噪声增益作者：Tim Green ，德州仪器本系列的第六部分是新《电气工程》杂志 (Electrical Engineering ) 中“保持容性负载稳定的六种方法”栏目的开篇。
这六种方法是 R ISO 、高增益及 CF 、噪声增益、噪声增益及 CF 、输出引脚补偿 (Output Pin Compensation )，以及具有双通道反馈的 R ISO 。
本部分将侧重于讨论保持运算放大器输出端容性负载稳定性的前三种方法。
第 7 和第 8 部分将详细探讨其余三种方法。
我们将采用稳定性分析工具套件中大家都非常熟悉的工具来分析每种方法，并使用一阶分析法来进行描述。
该描述方法是：通过 Tina SPICE 环路稳定仿真进行相关确认；通过 Tina SPICE 中的 V OUT ／V IN AC 传递函数分析来进行检验；最后采用 Tina SPICE 进行全面的实际瞬态稳定性测试 (Transient Real World Stability Test)。
在过去长达 23 年中，我们在真实环境以及实际电路情况下进行了大量测算，充分验证了这些方法的有效性。
然而，由于资源的限制，本文所述电路并未进行实际制作，在此仅供读者练习或在自己的特定应用（如分析、合成、仿真、制作以及测试等）中使用。
运算放大器示例与 R O 计算在本部分中，用于稳定性示例的器件将是一种高达 +/40V 的高电压运算放大器 OPA452。
这种“功能强大的运算放大器”通常用于驱动压电致动器 (piezo actuator)，正如您可能已经猜到的那样，该致动器大多为纯容性的。
该放大器的主要参数如图 6.1 所示。
图中未包含小信号 AC 开环输出阻抗 R O 这一关键参数，在驱动容性负载时，该参数对于简化稳定性分析极其重要。
由于参数表中不含该参数，因而我们需要通过测量得出 R O 。
18运算放大器容性负载驱动问题详解
18 运算放大器容性负载驱动问题Grayson King,Analog Devices Inc.问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?答：通常这是无法选择的。
在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。
它常常是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。
但是在有些情况下，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。
例如，当运放被用作基准电压的倒相或驱动一个动态负载时。
在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。
不论哪种情况，容性负载都要对运放的性能有影响。
问：容性负载如何影响运放的性能?答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。
每个运放都有一个内部输出电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。
正如图1(b)波特图幅频特性曲线表示，附加极点的幅频特性斜率比主极点20dB/十倍频程更徒。
从相频特性曲线图1(c)中可以看出，每个附加极点的相移都增加-90°。
我图1 容性负载电路及其波特图们可用图1(b)或图1(c)来判断电路的稳定性。
从图1(b)中可以看出，当开环增益和反馈衰减之和大于1时，电路会不稳定。
同样，在图1(c)中，如果某一工作频率低于闭环带宽，在这个频率下环路相移超过-180°时，运放会出现振荡。
电压反馈型运算放大器(VFA)的闭环带宽等于运放增益带宽积(GBP，或单位增益频率)除以电路闭环增益(A CL )。
运算放大器电路的相位裕度定义为使电路不稳定所要求的闭环带宽处对应的附加相移(即环路相移十相位裕度=-180°)。
当相位裕度为0时，环路相移为-180°，此运放电路不稳定。
通常，当相位裕度小于45°时，会出现问题，例如频响“尖峰”，阶跃响应中的过冲或“振铃”。
为了使相位裕度留有余地，容性负载产生的附加极点至少应比电路的闭环带宽高10倍，如果不是这样电路可能不稳定。
问：那么我应该如何处理容性负载?答：首先我们应该确定运放是否能稳定地驱动自身负载。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
运算放大器容性负载驱动分析
运算放大器容性负载驱动分析
问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?
答：通常这是无法选择的。
在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。
它常常是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。
但是在有些情况下，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。
例如，当运放被用作基准电压的倒相或驱动一个动态负载时。
在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。
不论哪种情况，容性负载都要对运放的性能有影响。
问：容性负载如何影响运放的性能?答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。
每个运放都有一个内部输出电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。
正。
在图2(a)中，在运放的两个输入端之间接电阻RD。
此时电路的增益可由给定公式计算。
因为是噪声增益而不是信号增益支配稳定性，所以
图2提高效大器噪声增益电路电路稳定性的提高不影响信号增益。
为保证电路稳定，最简单的方法是使噪声带宽至少应比容性负载极点频率低10倍频程。
图3环路增益波特图这种方法的缺点是输入端电压噪声和输入失调电压被放大产生附加的输出电压噪声和输出失调电压增加。
用一个电容CD与电阻RD串联可以消除附加的直流失调电压，但增加的电压
噪声是器件固有的，不能消除。
当选用CD时，其电容值应尽可能大。
为保证噪声极点至少低于“噪声带宽”10倍，CD最小应取10A NOISE/2πRDGBP。
(2)环路外补偿法这种方法是在运放的输出端和负载电容之间串入一个电阻RX，。
虽然RX加在反馈环路的外部，但它可将负载电容产生的附加零点频率fZ作用到反馈网络的传递函数，从而可以减小高频环路相移。
为了保证电路稳定，RX的取值应该使附加零点频率至少比运放电路闭环带宽低10倍。
电路加入RX使电路性能不会像方法1那样增加输出噪声，但是从负载端看进去的输出阻抗要增加。
由于RX和RL构成分压器，从而会使信号增益降低。
如果RL已知并且适当地恒定，那么增益降低值可通提高运放电路的增益来补偿。
这种方法用于驱动传输线路非常有用。
RL和RX值必须等于电缆的特征阻抗(通常为50Ω和75Ω)，以免产生驻波。
因此，先确定RX值，其余其它电阻值要使放大器的增益加倍，用来补偿由电阻分压作用降低的信号增益，从而解决问题。
(3)环路内补偿法如果RL值未知，或者是动态值，那么增益级的有图4环路外补偿法效输出电阻必须很低。
在这种情况下，在整个反馈环路内接一个电阻RX是很有用的，。
在这个电路中，由于直流和低频反馈都是来自负载电阻RL，所以从输入端到负载的信号增益不受分压器RX和RL的影响。
图5环路内补偿法RX=RORGRFCF=RO+RXRF·CL在这个电路中外接的电容CF是用来抵消CL产生的附加极点和零点。
为
了简便起见，CF产生的零点频率应该与CL产生的极点频率相一致，CF产生的极点频率应该与CL产生的零点频率相一致。
因此整个传递函数和相频响应好像似没有电容作用一样。
为了确保极点和零点作用相互抵消，图5中的方程必须求解准确。
还应注意方程成立的条件：RF RO,RG RO，RL RO。
如果负载电阻很大，这些条件容易满足。
当RO未知时，计算则很困难。
在这种情况下，设计过程变成猜谜游戏。
应该注意“SPICE”这个词：运算放大器的SPICE 模型是一种不能精确地表示运放开环输出电阻RO的模型，所以这种模型不能完全取代传统的补偿网络设计方法。
还应当强调指出的是，为了采用这种方法，CL必须已知(且为常数)。
在许多应用中，放大器驱动一个电路外部的负载，当负载改换时，CL也应该适当变化。
只有当CL接入闭环系统时，使用上述电路才最适合。
这种在基准电压的缓冲器或倒相器中，驱动一个大的去耦电容。
这里CL是固定值，可以精确地抵消极点和零点的作用。
与前两种方法相比，这种方法非常适合用于低直流输出电阻和低噪声的情况。
而且像对基准电压源进行去耦的那么大的容性负载(一般几微法)，用其它方法补偿都是不切实际的。
上述三种补偿方法都各有其优点和缺点。
为了对你的应用做出最好的选择，应该对它们有足够的认识。
这三种方法都适合用于“标准”用法，即单位增益稳定，电压反馈运算放大器(VFA)。
对于特殊应用的放大器，读者应该采用其它方法。
问：我的运放有一个“补偿”脚。
当驱动容性负载时，为使电路保持稳定，我能用它对运放进行补偿吗?
答：可以。
这是对容性负载进行补偿的最简单的方法。
现在许多运放都带有使单位增益稳定的内部补偿电路。
但是许多运放只有在很高噪声增益下才能一直保持固有的稳定性。
这类运放有一个与外部电容相连的引脚，用来减少主极点频率。
为了在低增益时工作稳定，外接电容必须靠近这个引脚，以减小增益带宽积。
当驱动容性负载时，增加外接电容过补偿)可以提高稳定性，但是带宽降低。
问：到现在为止，你只讨论了VFA的容性负载驱动问题，是吗?那么对于电流反馈运算放大器(CFA)的容性负载驱动问题应如何处理?上述讨论的那些方法，我可以使用吗?
答：当驱动容性负载时，对CFA的一些特性要特别注意，但容性负载对电路的影响是相同的。
与运放输出电阻相连的容性负载产生附加极点，从而增加相移并降低相位裕度，有可能产生尖峰、振铃，甚至振荡。
但是，因为CFA不存在增益带宽积这个概念(带宽依赖于增益的程度很小)，所以通过简单增加噪声增益的方法，对提高电路稳定性没有显著作用。
这样便使第一种方法失效。
另外，电容绝不应接入CFA反馈环路，这样又使第三种方法失效。
对驱动容性负载的CFA 进行补偿最合适的方法是方法2，在环路外串接一个电阻。
问：你上述介绍了一些很有用的方法，但是我还不能处理容性负载驱动问题。
另外，我的印制线路板已经制好，并且不想报废。
请问是否有驱动容性负载自身很稳定的运放?
答：有。
ADI公司提供一些很有用的运放，它们既能驱动“无限制”容性负载，同时又能保持优良的相位裕度，如表1所示。
表1还给出了驱动容性负载可高达规定值的另一类运放。
所谓驱动容性负载“无限制”并不是意味着驱动10μF容性负载像驱动阻性负载那样具有相同的转换速率。