常用运放公式大全

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运算放大电路

ri=R1
uo
RP =R1 // R2
为保证一定的输入
电阻，当放大倍数大时，需增大R2，而大电阻的精度差，
因此，在放大倍数
较大时，该电路结构不再适用。
3
i2
R2
i1
ui R1

_
+ +
RP
电位为0，虚地
3. 反馈方式
电压并联负反馈输出电阻很小，输入电阻也不大。
4. 共模电压
u u 0 2
实际应用时可适当增加或减少输入端的个数，以适应不同的需要。
10
R11 ui1
i11
ui2
R12
i12
虚地
iF
R2
_ +
+
RP
u u 0
i11 i12 iF
uo
可用叠加法求
uo

( R2 R11
ui1

R2 R12
ui2 )
11
二、同相求和运算
R1
RF
ui1
-

R21
+
+
3. 同相输入的共模电压高，反相输入的共模电压小。
30
比例运算电路与加减运算电路小结
1. 它们都引入电压负反馈，因此输出电阻都比较小。
2. 关于输入电阻：反相输入的输入电阻小，同相输入的输入电阻高。
3. 同相输入的共模电压高，反相输入的共模电压小。
31
3. 微分运算电路与积分运算电路
一、反相微分运算
4.输入和输出反相。 5. 在放大倍数较大时，该电路结构不再适用。
5
二、同相比例运算电路
虚短路

运放电路输出电压计算公式

运放电路输出电压计算公式
运放电路输出电压计算公式是指在运放电路中，通过计算输入电压、反馈电阻、输入电阻等参数来得出输出电压的计算公式。

常见的运放电路有反比例放大电路、同相放大电路、差分放大电路等，它们的输出电压计算公式各不相同。

例如，反比例放大电路输出电压计算公式为Vout = -Rf/Rin * Vin，其中Rf为反馈电阻，Rin为输入电阻，Vin为输入电压。

通过这个公式，我们可以得出输出电压与输入电压、反馈电阻、输入电阻之间的关系，从而实现对电路的设计和优化。

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运放 pga 计算公式

运放 pga 计算公式
运算放大器（Op-Amp）的PGA（Programmable Gain Amplifier）是一种可编程增益放大器，可以通过改变反馈电阻的阻值来调整放大器的增益。

计算公式如下：
G = (Rf / R1) * (1 + R2 / Rf)
其中，G 是增益，Rf 是反馈电阻的阻值，R1 是输入电阻的阻值，R2 是增益电阻的阻值。

通过改变 Rf 的值，可以调整放大器的增益。

如果 Rf 的值增加，则放大器的增益增加，反之则减小。

因此，PGA 可以在一个动态范围内提供灵活的增益控制。

此外，PGA 还具有高带宽、低噪声、低失真和低功耗等优点，因此在音频处理、传感器接口、信号调节等领域得到了广泛应用。

在实际应用中，需要考虑 PGA 的工作电压、电源电压、输出电压范围、带宽、功耗等因素，以便选择合适的电阻值和放大器型号，并确保放大器的性能和稳定性。

总之，PGA 是一种可编程增益放大器，通过改变反馈电阻的阻值来调整放大器的增益。

它具有高带宽、低噪声、低失真和低功耗等优点，广泛应用于音频处理、传感器接口、信号调节等领域。

在实际应用中，需要根据具体需求选择合适的电阻值和放大器型号，以确保放大器的性能和稳定性。

常用运算放大器16个基本运算电路

5. 微分运算电路
微分运算电路如图 5 所示，
XFG1
R2 15kΩ
C2
22nF
V3
R1
C1
4
12 V
2
1kΩ
22nF
U1A
1
3
T L082CD
8
V2 12 V
XSC1
A +_
B +_
Ext Trig +
_
图5
电路的输出电压为 uo 为：
uo = −R2C1 dui dt
式中， R2C1 为微分电路的时间常数。若选用集成运放的最大输出电压为UOM ,
式中，Auf = 1+ RF / R1 为同相比例放大电路的电压增益。同样要求 Auf 必须小于 3，电路才能稳定工作，当 f = fo 时，带通滤波器具有最大电压增益 Auo ，其值为：
Auo = Auf / (3 − Auf )
10. 二阶带阻滤波电路
二阶带阻滤波电路如图 10 所示，
C1
1nF R1
_
图 15 全波整流电路是一种对交流整流的电路，能够把交流转换成单一方向电流，最少由两个整流器合并而成，一个负责正方向，一个负责负方向，最典型的全波整流电路是由四个二极管组成的整流桥，一般用于电源的整流。全波整流输出电压的直流成分（较半波）增大，脉动程度减小，但变压器需要中心抽头、制造麻烦，整流二极管需承受的反向电压高，故一般适用于要求输出电压不太高的场合。
R1 10kΩ
4 2
12 V
U1A 1
3
8 TL082CD
R3 9kΩ
V2 12 V
D2 1N4148
XSC1
A +_

(完整版)常用运放公式大全

常用运放知识振荡器电路RC 有源滤波器1. 低通归一化传输函数：一阶： 11)(+=S S H 二阶：1/1)(2++=Q S S S H （巴特沃兹：21=Q ）2. 归一化低通 →去归一化变换（包括低通、高通、带通、带阻）一阶低通：0/011ωωω+−−→−+=s S s S二阶低通：200220/20111ωωωω++−−→−++=s Qs S Q S s S一阶高通：/011ωω+−−→−+=s s S s S二阶高通：20022/20111ωωω++−−→−++=s Qs s S Q S sS带通：2002)/)(/(20011ωωωωω++−−−−−→−+-=s Qs sQ S s s Q S带阻：2002202)//(/20011ωωωωω+++−−−−−→−++=s Qs s S s s Q S3. 滤波器电路和传输函数一阶低通：)1()1(/1/1)(00RrR s Rr R sC R sCs H F F ++=++=ωωRC10=ω 一阶高通：)1()1(/1)(0RrR s s Rr R sC R R s H F F ++=++=ωRC10=ω二阶滤波器的电路实现：通用传输函数：0120122)(a s a s b s b s b S H ++++=压控通用电路：二阶低通：通用传输函数：200220)/()(ωωω++=s Q s H s H1122221211221211)111()/()(C R C R C R A C R C R s s C C R R A s H F F +-+++=，与上式比较后得到： 2121201C C R R =ω Rr R A H F F +==10221112211122)1(1C R CR A C R C R C R C R Q F -++=设计方法：令R 1=R 2=R ，C 1=C 2=C ，则 RC 10=ωF A Q-=31或 Rr R Q A F F +=-=113元件值求解（f 0，Q 值已知）方法一：先固定C 1=C 2=C 为标称值，再根据 RC10=ω 求出R ，最后根据已知Q 值，由RrR Q A F F +=-=113 求出R F /Rr ；方法二：取H 0=A F =1，即运放接成电压跟随器的形式，取R 1=R 2=R 为标称值，则2101C C R =ω，1221C C Q =，得出电容的计算公式：R Q C 012ω= R Q C 0221ω=二阶高通：通用传输函数：200220)/()(ωω++=s Q s s H s H1122112212221)111()(C R C R C R A C R C R s s s A s H F F +-+++= ，与上式比较后得到： 2121201C C R R =ω Rr R A H F F +==10112222111221)1(1C R CR A C R C R C R C R QF -++=设计方法：令R 1=R 2=R ，C 1=C 2=C ，则RC10=ω Rr R A Q F F -=-=231 或 Rr R Q A F F +=-=113元件值求解（f 0，Q 值已知）方法一：先固定C 1=C 2=C 为标称值，再根据 RC10=ω 求出R，最后根据已知Q 值，由RrR A Q F F -=-=231求出R F /Rr ；方法二：取A F =1，1)(=∞H ，即运放接成电压跟随器的形式，取C 1=C 2=C 为标称值，则2101R R C =ω，2121R R Q =，得出电阻的计算公式： C Q R 0121ω=C Q R 022ω=二阶带通：通用传输函数：200200)/()/()(ωωω++=s Q s sQ H s H)11(1)11111()/()(213212221231211221R R R C C C R A C R C R C R C R s s C R sA s H F F ++-+++++=与上式比较后得到：)11(12132120R R R C C +=ω )1(1)(211221123100F FA R R C R C R C C R R A H H -++++==ω)]111()11([121321211221321R A R R C C R R C C R R R R R Q F-++++++=设计方法：令R 1=R 2=R 3=R ，C 1=C 2=C ，则RC 20=ω F F A AH -=5)(0ω)5(211F A Q -= 元件值求解（f 0，Q 值已知）：先固定C 1=C 2=C 为标称值，通过以下公式求得其他元件：C R 02ω=，Rr R Q A F F +=-=125 ，Q Rr R F 24-= ，125)(0-=Q H ω * 该电路的H(ω0)与Q 值有关，不能独立设计，如果必要，在确定Q 值之后，可嘉放大器或衰减器来调节H(ω0)。

常用运放公式大全

常用运放公式大全运放（Operational Amplifier，OP）是一种重要的电子元器件，广泛应用于模拟电路中。

运放可以放大电压信号、实现各种线性运算以及滤波、比较等功能。

在设计和分析电路时，常用的运放公式非常有用，下面是一些常用的运放公式。

1.运放的基本理想模型公式：Vout = A*(V+ - V-)，其中Vout为运放的输出电压，A为运放的放大倍数，V+和V-分别为非反馈输入和反馈输入的电压。

2.反向放大运放电压放大倍数公式：Vout = -Rf/Ri * Vin，其中Rf为反馈电阻，Ri为输入电阻，Vin为输入电压。

3.非反向放大运放电压放大倍数公式：Vout = (1 + Rf/Ri) * Vin，其中Rf为反馈电阻，Ri为输入电阻，Vin为输入电压。

4. 电压跟随器（Voltage Follower）电压放大倍数公式：Vout ≈ Vin，电压跟随器的输入电压和输出电压近似相等。

当V+ > V-时，Vout = Vsat+，当V+ < V-时，Vout = Vsat-。

Vsat+和Vsat-分别为正饱和电压和负饱和电压。

CMRR = 20 * log10(Aac/Acm)，其中Aac为差模增益，Acm为共模增益。

7. 运放的输入偏置电流（Input Bias Current）公式：输入偏置电流为非反馈输入端和反馈输入端的电流之差。

8. 极限频率（Gain Bandwidth Product，GBP）公式：GBP=A*f，其中A为运放的放大倍数，f为运放的截止频率。

9. 运放的输入偏置电压（Input Offset Voltage）公式：输入偏置电压为非反馈输入端和反馈输入端的电压之差。

10.运放的输入阻抗公式：输入阻抗可以用输入电阻（Ri）和输入电流（Ii）表示，输入阻抗Zi=Ri+(1/A)*Ri。

11.运放的输出阻抗公式：输出阻抗可以用输出电阻（Ro）和输出电流（Io）表示，输出阻抗Zo=Ro+(1/A)*Ro。

同相运算放大器计算公式

同相运算放大器计算公式同相运算放大器，是一种常见的电路，广泛用于各个领域的放大器设计中。

其主要作用是将输入信号进行放大，以便输出更强的信号。

同相运算放大器的计算公式是由以下三个公式组成：1. 基本放大公式：Vout = Av x Vin其中，Vout是输出电压，Av是放大倍数，Vin是输入电压。

2. 反馈公式：Vf = Vout / Rf其中，Vf是反馈电压，Rf是反馈电阻。

3. 输入公式：Vin = Vp - Vn其中，Vin是输入电压，Vp是正输入电压，Vn是负输入电压。

在同相运算放大器的设计中，我们需要确定放大倍数、反馈电阻和输入电压等数值。

下面，我们来介绍一下具体的计算方法。

首先，假设我们需要将输入电压放大10倍，那么放大倍数Av就可以确定为10。

接着，我们需要计算反馈电阻的数值。

反馈电阻决定了输出电压和输入电压的比例，从而影响放大器的放大效果。

反馈公式告诉我们，Vout / Rf = Vf。

为了得到较大的反馈电压，我们可以选择较小的反馈电阻。

比如，假设我们选择了反馈电阻为1kΩ，那么反馈电压就可以计算为Vf = Vout / 1000。

如果输出电压为5V，那么反馈电压就为5mV。

接下来，我们需要确定输入电压的值。

由于输入电压是由正负输入电压的差值决定的，因此我们需要同时确定正输入电压和负输入电压的值。

一般来说，我们会选择将负输入接地，那么输入电压就等于正输入电压。

在实际的设计中，我们还需要考虑一些其它因素，比如功耗、带宽、噪音等。

因此，设计同相运算放大器并不是一件简单的事情。

需要认真分析实际应用场景和需求，进行合理的选型和设计。

总之，同相运算放大器是一种重要的电子电路，其计算公式可以帮助我们确定放大倍数、反馈电阻和输入电压等关键参数。

在实际应用中，需要仔细分析应用场景和需求，进行合理的设计和选型。

运算放大器计算公式

运算放大器计算公式运算放大器（OperationalAmplifier，简称Op-Amp），又称操作放大器，是一种多端输入、单端输出的线性电路，它具有非常高的增益，能够对电路中的较小信号变化进行一种特殊处理，从而产生比原先较大的变化。

它是非常重要的电子器件，应用于各种电子电路，如放大器、滤波器、数据转换器、比较器和锁存器等。

计算Op-Amp的公式首先要明确电路的结构，Op-Amp的基本结构是分别有两个正向电极（假设为V+和 V-）和一个负向电极（假设为V0）。

V+和V-两端的压力差也称为电源电压，V0称为接地，输入信号Vin是经由V+和V-之间的电容耦合到放大器输入端的，而输出电压Vout是在电阻Rc的控制下，把放大器输出端的电压投射到接地V0点上的。

由于Op-Amp的结构特点，以及Arduino板子上典型的Op-Amp元件LM324的特性，使得计算Op-Amp的公式变得复杂，有时需要对微信号导数等进行计算。

下面给出Op-Amp增益的模拟公式：Gain=A=(Vout-Vin)/Vin=Rc/[(R1+R2)/(1+(R1+R2)(1/2R2))] 要求Gain的非模拟计算公式如下：Gain=A=(Vout-Vin)/Vin=Rc*[1+(R1+R2)/(R1R2(1+Vin/V1))] 这里R1和R2表示电阻的传递函数，V1是在输入电压Vin和接地V0点之间的电压差。

需要注意的是，Op-Amp在工作时有偏置电流，并且随着温度的变化而改变，这也会对增益的计算有所影响。

Op-Amp在现代的电子产品中普遍应用，它能够尽可能小的电路面积，尽可能大的增益，提高电路的功效。

借助计算Op-Amp的公式，能够精确的调节电源电压的分布，确保设计的电路能够达到精确的预期效果。

综上所述，Op-Amp是一种重要的电子元件之一，其具有多种特性，使它与众多电子电路和功能有着密切的关系。

计算Op-Amp的公式既可以按照模拟计算公式，也可以按照非模拟计算公式，从而调节电源电压，使电路能够达到较高的精度和效率。

常用运放公式大全

常用运放公式大全公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]常用运放知识振荡器电路RC有源滤波器1. 低通归一化传输函数：一阶： 11)(+=S S H 二阶：1/1)(2++=Q S S S H （巴特沃兹：21=Q ）2. 归一化低通 →去归一化变换（包括低通、高通、带通、带阻）一阶低通：0/011ωωω+−−→−+=s S s S二阶低通：200220/20111ωωωω++−−→−++=s Qs S Q S s S一阶高通：/011ωω+−−→−+=s s S s S二阶高通：20022/20111ωωω++−−→−++=s Qs s S Q S sS带通：2002)/)(/(20011ωωωωω++−−−−−→−+-=s Qs sQ S s s Q S带阻：2002202)//(/20011ωωωωω+++−−−−−→−++=s Qs s S s s Q S3. 滤波器电路和传输函数一阶低通：)1()1(/1/1)(RrRsRrRsCRsCsH FF++=++=ωωRC1=ω一阶高通：)1()1(/1)(RrRssRrRsCRRsH FF++=++=ωRC1=ω二阶滤波器的电路实现：通用传输函数：12122)(asasbsbsbSH++++=压控通用电路：二阶低通：通用传输函数：222)/()(ωωω++=sQsHsH1122221211221211)111()/()(CRCRCRACRCRssCCRRAsHFF+-+++=，与上式比较后得到：212121CCRR=ωRrRAH FF+==1221112211122)1(1CRCRACRCRCRCRQ F-++=设计方法：令R1=R2=R，C1=C2=C，则RC1=ωFAQ-=31或RrRQA FF+=-=113元件值求解（f，Q值已知）方法一：先固定C1=C2=C为标称值，再根据RC1=ω求出R，最后根据已知Q值，由RrRQA FF+=-=113求出R F/Rr；方法二：取H 0=AF =1，即运放接成电压跟随器的形式，取R 1=R 2=R 为标称值，则2101C C R =ω，1221C C Q =，得出电容的计算公式：R Q C 012ω= R Q C 0221ω=二阶高通：通用传输函数：200220)/()(ωω++=s Q s s H s H1122112212221)111()(C R C R C R A C R C R s s s A s H F F +-+++= ，与上式比较后得到： 2121201C C R R =ω Rr R A H F F +==10 112222111221)1(1C R CR A C R C R C R C R QF -++=设计方法：令R 1=R 2=R ，C 1=C 2=C ，则RC10=ω Rr R A Q F F -=-=231 或 Rr R Q A F F +=-=113元件值求解（f 0，Q 值已知）方法一：先固定C 1=C 2=C 为标称值，再根据 RC10=ω 求出R ，最后根据已知Q 值，由RrR A Q F F -=-=231求出R F /Rr ；方法二：取A F =1，1)(=∞H ，即运放接成电压跟随器的形式，取C 1=C 2=C 为标称值，则2101R R C =ω，2121R R Q =，得出电阻的计算公式： C Q R 0121ω=C Q R 022ω=二阶带通：通用传输函数：200200)/()/()(ωωω++=s Q s sQ H s H)11(1)11111()/()(213212221231211221R R R C C C R A C R C R C R C R s s C R sA s H F F ++-+++++=与上式比较后得到：)11(12132120R R R C C +=ω )1(1)(211221123100F FA R R C R C R C C R R A H H -++++==ω)]111()11([121321211221321R A R R C C R R C C R R R R R QF-++++++=设计方法：令R 1=R 2=R 3=R ，C 1=C 2=C ，则RC 20=ω F F A A H -=5)(0ω )5(211F A Q -=元件值求解（f 0，Q 值已知）：先固定C 1=C 2=C 为标称值，通过以下公式求得其他元件：C R 02ω=，Rr R Q A F F +=-=125 ，Q Rr R F 24-= ，125)(0-=Q H ω * 该电路的H(ω0)与Q 值有关，不能独立设计，如果必要，在确定Q 值之后，可嘉放大器或衰减器来调节H(ω0)。

运放基本原理及计算常用知识

运放基本原理及计算常用知识一、背景（运算放大器）做为常用器件，对于其基本工作计算原理，你是否很清晰呢? 如下图所示，电路工作原理如何，下面的文章，对运放基础知识进行梳理。

二、运放基本原理及计算常用知识理想运算放大器如图所述，它具有2个差分的输入端u+和u-,一个单端输出端uo，它们之间具有的关系, 其中Auo为运放的开环电压增益。

uo = Auo(u+-u-)理想运放具有如下特点：1. Auo足够大，一般无穷大，它的下限截至频率为0，上限截至频率无穷大。

2. 两个输入端均具有无穷大的输入阻抗，即流进、流出的（电流）为0。

3. 输出端输出电阻为0。

由以上特点，衍生出2个非常重要的概念，也是其工作在线性区经常用到的概念，需牢记。

a.虚短的概念由公式uo = Auo(u+-u-)可知，因为开环增益为无穷大，即u+-u-接近0，相当于短路，但是真实不是短路的，所以为虚短，在后面的计算中经常用到。

b.虚断的概念因为输入端的电阻无穷大，电流为0，看起来就像断开，实际并未断开，所以是虚断。

三、原理运用有了以上基础，在看第一张图；其中U3 根据虚短的概念，3脚和2脚相等，而3脚是输入，6脚是输出，且6脚和2脚相连，因此输入和输出相等，所以它就是通常所说的电压跟随器。

下面U4 A因为其为开环，所以其未工作在运放的线性区，因此不必用虚短和虚端的概念去分析，它就是放大倍数无穷大，工作在2个极端，为运放的供电（电源），运放的参考地，在实际应用中的器件，将其称为（比较器）；即2脚比3脚电压高，则输出为（芯片）的参考GND电源，2脚比3脚电压低，则输出接近芯片的电源电压。

U8 A是带有反馈的运放，就可以用虚短和虚断的概念去分析了，虚短，2脚和3脚相等，3脚下拉对GND，因此2脚电压为0；虚断，流入2脚的电流为0；因此流过R12和R13的电流相等；因此（Ui-0）/R12= (0-Uo)/R13;因此Uo=-(Ui/R12)*R13；就是通常说的反向放大电路；在这个电路中，因R12和R13相等，相当于输出反向。

常用运放电路图及计算公式

Op Array AmpCircuitCollectionAN-31TL H 7057Practical Differentiatorf c e12q R2C1f h e12q R1C1e12q R2C2f c m f h m f unity gainTL H 7057–9IntegratorV OUT e b1R1C1t2t1V IN dtf c e12q R1C1R1e R2For minimum offset error dueto input bias currentTL H 7057–10Fast IntegratorTL H 7057–11Current to Voltage ConverterV OUT e l IN R1For minimum error due tobias current R2e R1TL H 7057–12Circuit for Operating the LM101without a Negative SupplyTL H 7057–13Circuit for Generating theSecond Positive VoltageTL H 7057–14 2Neutralizing Input Capacitance to Optimize Response TimeC N sR1R2C S TL H 7057–15Integrator with Bias Current CompensationAdjust for zero integrator drift Current drift typically 0 1 n A C over b 55 C to 125 C temperature rangeTL H 7057–16Voltage Comparator for Driving DTL or TTL Integrated CircuitsTL H 7057–17Threshold Detector for PhotodiodesTL H 7057–18Double-Ended Limit DetectorV OUT e 4 6V for V LT s V IN s V UT V OUT e 0V forV IN k V LT or V IN l V UTTL H 7057–19Multiple Aperture Window DiscriminatorTL H 7057–203Offset Voltage Adjustment for Inverting AmplifiersUsing Any Type of Feedback Element RANGE e g VR2R1JTL H 7057–21Offset Voltage Adjustment for Non-Inverting AmplifiersUsing Any Type of Feedback ElementRANGE e g V R2R1JGAINe 1aR5R4a R2TL H 7057–22Offset Voltage Adjustment for Voltage Followers RANGE e g VR3R1JTL H 7057–23Offset Voltage Adjustment for Differential AmplifiersR2e R3a R4RANGE e g V R5R4J R1R1a R3JGAIN eR2R1TL H 7057–24Offset Voltage Adjustment for InvertingAmplifiers Using 10k X Source Resistance or LessR1e 2000R3U R4R4U R3s 10k X RANGE e g VR3U R4R1JTL H 7057–254SECTION2 SIGNAL GENERATIONLow Frequency Sine Wave Generator with Quadrature OutputTL H 7057–26 High Frequency Sine Wave Generator with Quadrature Outputf o e10kHzTL H 7057–275Free-Running Multivibrator Chosen for oscillation at 100HzTL H 7057–28Wein Bridge Sine Wave OscillatorR1e R2C1e C2 Eldema 1869f e12q R1C110V 14mA BulbTL H 7057–29Function GeneratorTL H 7057–30Pulse Width ModulatorTL H 7057–316Bilateral Current SourceI OUT e R3V IN R1R5R3e R4a R5R1e R2TL H 7057–32Bilateral Current SourceI OUT eR3V INR1R5R3e R4a R5R1e R2TL H 7057–33Wein Bridge Oscillator with FET Amplitude StabilizationR1e R2C1e C2f e12q R1C1TL H 7057–347Low Power Supply for Integrated Circuit TestingTL H 7057–35 V OUT e1V k XTL H 7057–91Positive Voltage ReferenceTL H 7057–36Positive Voltage ReferenceTL H 7057–37 8Negative Voltage Reference TL H 7057–38Negative Voltage ReferenceTL H 7057–39Precision Current Sink I O eV IN R1V IN t 0VTL H 7057–40Precision Current SourceTL H 7057–41SECTION 3 SIGNAL PROCESSINGDifferential-Input Instrumentation AmplifierR4R2e R5R3A V eR4R2TL H 7057–429Variable Gain Differential-Input Instrumentation AmplifierGain adjustA V e10b4R6TL H 7057–43 Instrumentation Amplifier with g100Volt Common Mode RangeR3e R4R1e R6e10R3A V e R7 R6Matching determines common R1e R5e10R2mode rejectionR2e R3TL H 7057–4410Instrumentation Amplifier with g10Volt Common Mode RangeR1e R4R2e R5R6e R7Matching Determines CMRRA V e R6R2 1a2R1R3JTL H 7057–45High Input Impedance Instrumentation AmplifierR1e R4 R2e R3A V e1a R1 R2Matching determines CMRRMay be deleted to maximize bandwidth TL H 7057–46Bridge Amplifier with Low Noise CompensationReduces feed through ofpower supply noise by20dBand makes supply bypassingunnecessaryTrim for best commonmode rejectionGain adjustTL H 7057–4711Bridge Amplifier R1R S1e R2R S2V OUT e V a1bR1R S1JTL H 7057–48Precision DiodeTL H 7057–49Precision Clamp E REF must have a source im-pedance of less than 200X if D2is usedTL H 7057–50Fast Half Wave RectifierTL H 7057–51Precision AC to DC ConverterFeedforward compensation can be used to make a fast full wave rectifier without a filter TL H 7057–52Low Drift Peak DetectorTL H 7057–5312Absolute Value Amplifier with Polarity Detector V OUT e b l V IN l c R2R1R2 R1eR4a R3R3TL H 7057–54Sample and HoldPolycarbonate-dielectric capacitorTL H 7057–55Sample and HoldWorst case drift less than2 5mV secTeflon Polyethylene or PolycarbonateDielectric CapacitorTL H 7057–5613Low Drift IntegratorTL H 7057–57Q1and Q3should not have internal gate-protection diodes Worst case drift less than 500m V sec over b 55 C to a 125 CFast Summing Amplifier with Low Input CurrentTL H 7057–58In addition to increasing speed the LM101A raises high and low frequency gain increases output drive capability and eliminates thermal feedbackPower Bandwidth 250kHzSmall Signal Bandwidth 3 5MHz Slew Rate 10V m sC5e6c 10b 8R f14Fast Integrator with Low Input CurrentTL H 7057–59Adjustable Q Notch Filterf O e12q R1C1e 60HzR1e R2e R3C1e C2e C23TL H 7057–6015Easily Tuned Notch Filter R4e R5R1e R3R4e R1f O e12q R40C1C2TL H 7057–61Tuned Circuitf O e12q0R1R2C1C2TL H 7057–62Two-Stage Tuned Circuitf O e12q0R1R2C1C2TL H 7057–6316Negative Capacitance MultiplierC e R2R3C1I L e V OS a R2I OSR3R S e R3(R1a R IN) R IN A VOTL H 7057–65Variable Capacitance MultiplierC e 1a R b R a J C1TL H 7057–66Simulated InductorL t R1R2C1R S e R2R P e R1TL H 7057–67Capacitance MultiplierC eR1R3C1I L eV OS a I OS R1R3R S e R3TL H 7057–68 17High Pass Active FilterTL H 7057–71Values are for100Hz cutoff Use metalized polycarbonate capacitors for good temperature stabilityLow Pass Active FilterTL H 7057–72 Values are for10kHz cutoff Use silvered mica capacitors for good temperature stabilityNonlinear Operational Amplifier with Temperature Compensated BreakpointsTL H 7057–7318Current MonitorV OUT e R1R3 R2I LTL H 7057–74Saturating Servo Preamplifier withRate FeedbackTL H 7057–75 Power BoosterTL H 7057–7619Analog MultiplierR5e R1 V b10JV1t0V OUT e V1V210TL H 7057–77Long Interval TimerLow leakage b0 017m F per second delayTL H 7057–78Fast Zero Crossing DetectorTL H 7057–79 Propagation delay approximately200nsDTL or TTL fanout of threeMinimize stray capacitancePin8Amplifier for Piezoelectric TransducerLow frequency cutoff e R1C1TL H 7057–80Temperature ProbeSet for0V at0 CAdjust for100mV CTL H 7057–81 20Photodiode AmplifierV OUT e R1I DTL H 7057–82Photodiode AmplifierV OUT e10V m ATL H 7057–83 Operating photodiode with less than3mVacross it eliminates leakage currentsHigh Input Impedance AC FollowerTL H 7057–84Temperature Compensated Logarithmic Converter1k X(g1%)at25 C a3500ppm CAvailable from Vishay UltronixGrand Junction CO Q81SeriesDetermines current for zerocrossing on output 10m Aas shownTL H 7057–8510nA k I IN k1mASensitivity is1V per decade21R o o t E x t r a c t o r2N 3728m a t c h e d p a i r sT L H 7057–8622Multiplier DividerTL H 7057–87 Cube GeneratorTL H 7057–8823A N -31O p A m p C i r c u i t C o l l e c t i o nFast Log Generator1k X (g 1%)at 25 C a 3500ppm CAvailable from Vishay Ultronix Grand Junction CO Q81SeriesTL H 7057–89Anti-Log Generator1k X (g 1%)at 25 C a 3500ppm CAvailable from Vishay Ultronix Grand Junction CO Q81SeriesTL H 7057–90LIFE SUPPORT POLICYNATIONAL’S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT DEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF THE PRESIDENT OF NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION As used herein 1 Life support devices or systems are devices or 2 A critical component is any component of a life systems which (a)are intended for surgical implant support device or system whose failure to perform can into the body or (b)support or sustain life and whose be reasonably expected to cause the failure of the life failure to perform when properly used in accordance support device or system or to affect its safety or with instructions for use provided in the labeling can effectivenessbe reasonably expected to result in a significant injury to the userNational Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor CorporationEuropeHong Kong LtdJapan Ltd1111West Bardin RoadFax (a 49)0-180-530858613th Floor Straight Block Tel81-043-299-2309十种精密全波整流电路图中精密全波整流电路的名称,纯属本人命的名,只是为了区分;除非特殊说明,增益均按1设计.图1是最经典的电路,优点是可以在电阻R5上并联滤波电容.电阻匹配关系为R1=R2,R4=R5=2R3;可以通过更改R5来调节增益图2优点是匹配电阻少,只要求R1=R2图3的优点是输入高阻抗,匹配电阻要求R1=R2,R4=2R3图4的匹配电阻全部相等,还可以通过改变电阻R1来改变增益.缺点是在输入信号的负半周,A1的负反馈由两路构成,其中一路是R5,另一路是由运放A2复合构成,也有复合运放的缺点.图5 和图6 要求R1=2R2=2R3,增益为1/2,缺点是:当输入信号正半周时,输出阻抗比较高,可以在输出增加增益为2的同相放大器隔离.另外一个缺点是正半周和负半周的输入阻抗不相等,要求输入信号的内阻忽略不计图7正半周,D2通,增益=1+(R2+R3)/R1;负半周增益=-R3/R2;要求正负半周增益的绝对值相等,例如增益取2,可以选R1=30K,R2=10K,R3=20K图8的电阻匹配关系为R1=R2图9要求R1=R2,R4可以用来调节增益,增益等于1+R4/R2;如果R4=0,增益等于1;缺点是正负半波的输入阻抗不相等,要求输入信号的内阻要小,否则输出波形不对称.图10是利用单电源运放的跟随器的特性设计的,单电源的跟随器,当输入信号大于0时,输出为跟随器;当输入信号小于0的时候,输出为0.使用时要小心单电源运放在信号很小时的非线性.而且,单电源跟随器在负信号输入时也有非线性.图7,8,9三种电路,当运放A1输出为正时,A1的负反馈是通过二极管D2和运放A2构成的复合放大器构成的,由于两个运放的复合(乘积)作用,可能环路的增益太高,容易产生振荡.精密全波电路还有一些没有录入,比如高阻抗型还有一种把A2的同相输入端接到A1的反相输入端的,其实和这个高阻抗型的原理一样,就没有专门收录,其它采用A1的输出只接一个二极管的也没有收录,因为在这个二极管截止时,A1处于开环状态.结论:虽然这里的精密全波电路达十种,仔细分析,发现优秀的并不多,确切的说只有3种,就是前面的3种. 图1的经典电路虽然匹配电阻多,但是完全可以用6个等值电阻R实现,其中电阻R3可以用两个R 并联.可以通过R5调节增益,增益可以大于1,也可以小于1.最具有优势的是可以在R5上并电容滤波.图2的电路的优势是匹配电阻少,只要一对匹配电阻就可以了.图3的优势在于高输入阻抗.其它几种,有的在D2导通的半周内,通过A2的复合实现A1的负反馈,对有些运放会出现自激. 有的两个半波的输入阻抗不相等,对信号源要求较高.两个单运放型虽然可以实现整流的目的,但是输入\输出特性都很差.需要输入\输出都加跟随器或同相放大器隔离.各个电路都有其设计特色,希望我们能从其电路的巧妙设计中,吸取有用的.例如单电源全波电路的设计,复合反馈电路的设计,都是很有用的设计思想和方法,如果能把各个图的电路原理分析并且推导每个公式,会有受益的.最后的结论供大家在电路设计的时候参考.。

运算放大器放大倍数公式

运算放大器放大倍数公式运算放大器是一种广泛应用于电子电路中的重要元件，它的主要作用是放大电压或电流信号。

在实际应用中，我们经常需要根据具体情况选择合适的运算放大器放大倍数，以满足设计要求。

本文将从运算放大器放大倍数的公式、计算方法和影响因素等方面展开讨论。

我们来看一下运算放大器的放大倍数公式。

一般情况下，运算放大器的放大倍数可以通过以下公式来计算：放大倍数 = 输出信号幅值 / 输入信号幅值其中，输出信号幅值是指运算放大器输出端的电压或电流幅值，输入信号幅值是指运算放大器输入端的电压或电流幅值。

通过这个公式，我们可以得到运算放大器的具体放大倍数。

在实际应用中，我们需要根据具体的设计要求来确定运算放大器的放大倍数。

一般来说，放大倍数越大，输出信号的幅值也越大，但是同时也会增加电路的复杂性和成本。

因此，在选择放大倍数时需要综合考虑电路的性能要求、成本限制和实际可行性等因素。

除了放大倍数公式，还有一些其他的计算方法可以帮助我们确定合适的放大倍数。

例如，可以通过测量输入输出信号的幅值来计算放大倍数，或者通过仿真软件进行模拟计算。

这些方法可以帮助我们更准确地确定运算放大器的放大倍数，以满足设计需求。

除了公式和计算方法，还有一些因素会影响运算放大器的放大倍数。

首先是运算放大器的增益带宽积。

增益带宽积是指运算放大器的增益和带宽的乘积，它决定了运算放大器在不同频率下的放大倍数。

一般来说，增益带宽积越大，放大倍数越大。

其次是运算放大器的输入输出阻抗。

输入输出阻抗越大，放大倍数越大。

最后是运算放大器的供电电压。

供电电压越大，放大倍数越大。

运算放大器放大倍数的选择是一个综合考虑多方面因素的过程。

我们可以通过放大倍数公式、计算方法和影响因素等来确定合适的放大倍数，以满足具体的设计要求。

在实际应用中，我们需要权衡各种因素，选择最合适的放大倍数，以确保电路的性能和可靠性。

差分运放电路计算公式

差分运放电路计算公式
差分运放电路是一种基本的电路设计，它可以实现信号的放大和滤波等功能。

在实际应用中，我们需要通过计算来确定差分运放电路的参数，以保证电路的正常工作。

下面是差分运放电路常用的计算公式：
1. 差模输入电阻计算公式：
Rin = (2 × R1) || (2 × R2)
其中，R1和R2为差分运放电路的两个输入电阻。

2. 差模增益计算公式：
Ad = (Rf / Ri) × (1 + R2 / R1)
其中，Rf为反馈电阻，Ri为输入电阻，R1和R2为差分运放电路的两个输入电阻。

3. 单端输入电阻计算公式：
Rin = (2 × R1) + (2 × R2) × (1 + Ad)
其中，Ad为差模增益。

4. 常模抑制比计算公式：
CMRR = 20 × log(Ad / Acm)
其中，Ad为差模增益，Acm为常模增益。

以上是差分运放电路计算公式的简单介绍，这些公式是电路设计中非常重要的参数，掌握它们可以更好地帮助我们进行电路设计和优化。

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运放电路计算

运放电路计算
运算放大器的计算涉及多种技术指标，如开环差模电压放大倍数（开环增益）、共模抑制比、输入电阻和输出电阻等。

开环差模电压放大倍数（开环增益）是运放电路的重要参数，其表示为Aod=Vo/(V+-V-)=107-1012倍。

共模抑制比（KCMRR）也是一个关键指标，它等于100db以上。

输入电阻（ri）通常大于1MW，有的甚至可达100MW以上。

输出电阻（ro）通常在几W-几十W之间。

在分析运放电路时，常用的方法包括反向比例运算放大器、同向比例运算放大器、差动放大器和电压跟随器等。

这些电路各有其特点和计算方法。

例如，反向比例运算放大器中，输入端对地的静态电阻应相等，Rp是平衡电阻，可使其满足输入端对地的静态电阻相等的条件。

又如电压跟随器电路中，它的输入电阻大，输出电阻小，其作用类似于分立元件的射极输出器。

虽然其电压跟随性能较好，但具体的计算方法还需根据实际电路来定。

此外，还有一些公式和定理用于分析运放电路，如U0=U1+U2-2U3，以及根据虚短、虚断得出的输入输出关系式等。

总的来说，运算放大器的计算涉及多个参数和技术指标，需要综合考虑和分析。

在实际应用中，还需要根据具体的电路和需求来进行计算和调整。

仪表运放电路计算公式

仪表运放电路计算公式
仪表运放电路的计算公式主要包括以下几个部分：
1.电压放大倍数：这是运放电路最重要的性能指标之一，表示输出电压与输
入电压之间的比例关系。

电压放大倍数可以通过反馈电阻和输入电阻的比值来计算，即 A_v = -Rf / Ri。

其中负号表示输出电压与输入电压具有相反的相位。

2.输入电阻：这是运放电路对输入信号的阻碍作用，由输入端的电阻和电导
决定。

在计算时，需要考虑运放的开环增益和输入偏置电流等因素。

3.输出电阻：这是运放电路对输出信号的负载能力，由输出端的电阻和电导
决定。

在计算时，需要考虑运放的开环增益和输出偏置电流等因素。

4.带宽增益乘积：这是运放电路的重要参数之一，表示运放电路的带宽与增
益之间的乘积关系。

在计算时，需要考虑运放的开环增益、带宽增益和反馈网络的性能等因素。

5.噪声系数：这是运放电路对噪声的敏感程度，表示输入信号中的噪声与输
出信号中的噪声之间的比值。

在计算时，需要考虑运放的内部噪声、反馈网络的性能和输出阻抗等因素。

以上是仪表运放电路的主要计算公式，但实际应用中还需要考虑其他因素，如电源电压、温度等。

因此，在进行电路设计时，需要综合考虑各种因素，选择合适的运放型号和参数，以确保电路的性能和稳定性。

仪表运放电路计算公式

仪表运放电路计算公式
仪表运放电路是一种运放电路，在仪表测量领域应用广泛。

它能够通过设置电流放大倍数、增大输入阻抗和降低输出阻抗等方式，提供高精度、高输入阻抗、低输出阻抗的信号处理能力。

在仪表运放电路中，最常见的计算公式是计算增益的公式。

增益（Gain）表示输入信号经过放大器放大后的输出信号与输入信号之间的比例关系。

增益可以通过放大器的反馈电阻和输入电阻来控制。

假设放大器的反馈电阻为Rf，输入电阻为Ri，那么增益可以通过以下公式计算：
增益= - Rf / Ri
其中负号表示放大器的相位反转特性，使得输出信号与输入信号之间具有相反的相位。

除了增益，仪表运放电路还有一些其他的计算公式，例如：
1.输出电压计算公式：
输出电压=输入电压×增益
2.输入电流计算公式：
输入电流=输入电压/输入电阻
3.反馈电阻计算公式：
反馈电阻=输入电阻×增益
这些公式可以根据具体的电路设计和应用要求进行计算和调整。

除了以上的计算公式，还可以进一步拓展仪表运放电路的设计和
计算。

例如，可以考虑非理想性因素，如放大器的高频截止频率、失
调电流、偏移电压等，通过数学模型和计算方法对这些因素进行补偿
和校正，提高仪表运放电路的精度和稳定性。

总而言之，仪表运放电路的计算公式主要包括增益计算公式和相
关的输入、输出电压、电流计算公式。

在实际设计和应用中，还可以
进一步拓展和优化这些计算公式，以满足特定的测量要求和性能指标。