基于虚拟脉振高频注入法的永磁电机初始位置检测

基于虚拟脉振高频注入法的永磁电机初始位置检测吕晓源;刘刚;毛琨;陈宝栋【摘要】对传统脉振高频注入法进行了分析,并在传统脉振高频注入法基础上,加入虚拟高频旋转坐标,对传统脉振高频注入法进行改进,提出基于虚拟脉振高频注入法的永磁同步电机位置检测方法.该方法和传统脉振高频注入法相比,不需要PI调节,工程实现简单,并且解决了传统脉振高频注入法的过零点问题.通过仿真和工程实验,验证了该方法的正确性和有效性.%Nowadays,the sensorless position detection method of permanent magnet synchronous are mainly divided into two types:one is based on the fundamental wave detection;the other is based on the saliency effects.This paper is mainly based on the saliency effects.It analyses the traditional high-frequency pulsating injection method and improves traditional method by adding a virtual high-frequency rotating coordinate.A position detection method of permanent magnet synchronous motor based on virtual pulse high frequency injection is pared with traditional pulsating high-frequency injection method,this method does not require PI regulator,which can be achieved by project easily.At the same time,this method solves part of zero-corssing problems of traditional pulsating injection method.The method is verified by simulation and experimental test.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2017(032)023【总页数】8页(P34-41)【关键词】初始位置检测;永磁同步电机;高频注入法;虚拟高频旋转坐标【作者】吕晓源;刘刚;毛琨;陈宝栋【作者单位】北京航空航天大学惯性技术重点实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性技术重点实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性技术重点实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性技术重点实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191【正文语种】中文【中图分类】TM301永磁同步电机具有体积小、重量轻、能量密度高、运行可靠性高等优点，在众多领域得到了广泛应用，但其驱动系统需要实时检测转子位置。

永磁同步电机传统的位置检测需要增加霍尔传感器、光电编码器等硬件，传感器的引入增加了电机结构的复杂性和制造成本。

因此，永磁同步电机无传感器位置检测方法成为一个研究热点。

目前，永磁同步电机无传感器位置检测方法主要分为两类：一类基于基波信号，即通过对基波中包含转子位置的信号进行提取；一类基于电机自身的凸极效应，即通过向电机绕组中注入高频信号，将电流信号中包含的转子位置信号进行提取。

文献[1,2]提出了一种利用两相定子磁链矢量与定子电压和电流的关系，通过反三角函数获得转子位置的方法，该方法运算简单，但在零速和低速下无法工作。

文献[3,4]提出了模型参考自适应方法（Model Reference Adaptive System，MRAS），将含有未知参数的可调模型与不含未知参数的参考模型对比，两者同时工作并将输出的差值结合自适应率调节参数，使控制对象输出跟踪参考模型输出。

但该方法建模中包含电机参数，受外界环境和电机参数的影响较大。

文献[5-7]提出了滑模观测器（Sliding Mode Observer, SMO）方法，该方法结合实际控制要求建立合适的状态方程，通过调整控制量使系统向滑模面运动，估算反电动势信号并解算转子位置。

该方法不受电机参数和外界环境影响，但存在抖振问题。

文献[8,9]提出了扩展卡尔曼滤波法，将电机的电流、电压和位置等信息输入扩展卡尔曼滤波器中，经过扩展卡尔曼滤波运算得出调速系统的状态估计位置信息。

该方法存在系统复杂、运算量大的问题，并且不适合零速。

文献[10,11]提出了旋转高频注入法，该方法利用电机凸极效应，向电机α-β坐标系中注入正弦高频电压，检测高频电流响应，经过信号处理，提取转子位置信息。

但该方法不适合面贴式永磁电机。

文献[12-16]提出了脉振高频注入法。

该方法利用电机磁饱和效应，向电机直轴注入正弦高频信号，检测交轴电流，并经过信号处理得到转子位置信息，该方法在零速和低速下有很好的效果，但存在特殊位置干扰和滤波延迟的问题。

基于以上无传感器位置检测的问题，本文在传统脉振高频注入法的基础上提出虚拟脉振高频注入法。

建立高频旋转的虚拟坐标，向虚拟直轴注入高频电压，通过低通滤波和相关解算即可初步得到转子位置，再通过N-S极判断即可得到实际转子位置。

该方法和传统脉振高频注入法相比，不需要PI调节，工程实现简单，减少了特殊位置判断。

脉振高频注入法多适用于表贴式永磁同步电机（Surface Permanent Magnetic Synchronized Motor,SPMSM）(Ld=Lq)。

该方法利用电机的磁饱和效应，通过向d轴注入电压使直轴电感发生变化，从而产生饱和凸极。

图 1为直轴磁链和直轴电流之间的关系曲线。

图1中，id为直轴电流，ψd为直轴磁链，ψf为转子永磁磁链。

由图可知，直轴磁链处于临界饱和状态时，向直轴通入电压（电流）可以改变该曲线的斜率即直轴电感。

向直轴通入正向电压（电流），直轴电感将减小，向直轴通入负向电压（电流），直轴电感将增大，且交轴电感不变。

同步旋转坐标系下，向直轴注入高频电压信号，即式中，udh、uqh分别为直轴与交轴注入的高频电压；uinj为注入电压信号幅值；ωi为注入信号频率；t为时间。

零速与低速下的电机在高频电压注入下，电机中的阻抗主要取决于感抗。

因此，同步旋转坐标系中电压方程可近似表示为式中，ud、uq分别为直轴与交轴电压；Ld、Lq分别为直轴与交轴电感；id、iq分别为直轴与交轴电流。

假设高频注入法下，估计转子位置和实际转子位置偏差为∆θ，则有式中，idh、iqh分别为直轴与交轴高频电流信号。

将式（3）代入式（2）中得进一步求解、整理得式中，ΔL=(Lq-Ld)/2。

该电流可以通过带通滤波来提取。

将iqh乘以正弦分量-sin(itω)得通过低通滤波，得由式（7）可知，当f=0时，即可使θΔ=0，即估计的位置等于转子实际的位置，通过PI控制器处理即可得到准确的转子位置。

传统的脉振高频注入法原理如图2所示。

图2中，uα、uβ为两相静止坐标系电压，θ为估测转子位置，g为SVPWM模块输出门极驱动信号，iABC为三相静止坐标系三相电流。

然而Δ θ ∈ [ 0,2π]，从而 f=0有四个解，分别是Δθ=0、Δθ=π/2、Δθ=3π/2和Δθ=2π。

解的不唯一会带来收敛时间增长，导致起动失败，并严重影响电机的动态响应。

虚拟脉振高频注入法原理是：在转子静止状态下，假设转子具备很高的速度ωr*，建立对应的虚拟旋转坐标系，如图3所示。

其中，虚线部分表示虚轴，实线部分表示实轴。

向 d*轴注入高频电压信号Uccos(ωct)，通过坐标变换将其变换到实际的同步旋转坐标系中，在同步旋转坐标系下求出对应的交、直轴电流id和iq，并将其转换到虚拟坐标系下，求出对应的交、直轴电流和。

最后，将和与cos(ωct)和 cos(t)分别相乘，通过低通滤波并对滤波结果求反正切，得到转子位置。

假设电机处于静止或低速状态，虚拟直轴注入的电压频率ωc和虚拟坐标系的旋转转速远远大于实际转速，初始状态d*轴和α轴重合，则d轴和d*轴之间的夹角为(t-θ)。

同步旋转坐标系下电压方程为式中，ωr为电机转速；ωrψf为反电动势信号；rd、rq分别为直轴与交轴电阻。

电机工作在低速下，且注入的信号频率远远高于转频时，反电动势信号忽略不计。

向虚拟坐标系注入高频电压信号，即式中，分别为参考坐标系下直轴和交轴注入电压；Uc为直轴注入电压幅值；ωc 为直轴注入电压的频率。

经坐标变换，将虚拟坐标系下注入的电压转换到实际同步旋转坐标系下，得将式（10）带入式（8），得式中将id和iq转换到虚拟坐标系中得到id*、iq*，即式中，因虚拟坐标系相对于实际坐标系有很高的转速，并远远大于电机低速下的转速，因此有将和分别与cos(ωct)cos(2t)相乘，并通过低通滤波得到式中，di′、qi′分别为通过低通滤波之后的虚拟直轴与交轴电流；σ为偏置角度。

p、q、σ的取值分别为从式（13）中可以看出，id′、iq′中包含正、余弦分量，故可通过对式（13）进一步解析得到转子位置。

系统解算按照arctan()=2θ-σ来进行。

此时，2θ-σ∈(-π/2, π/2)。

对2θ-σ∈(-π/2, π/2)区间下低通滤波后的id′、iq′正、负进行讨论，以下令k∈N。

取进一步分析，得到 A、B的不同取值和实际的转子位置之间的关系，为由式（16）可知估测转子位置是否要加90°的偏置关键是看低通滤波后的直轴电流的正、负，如果B＜0，需要加偏置，否则不需要加。

可以通过永磁电机饱和效应来判断N-S极。

结合永磁电机磁饱和效应：如果电机处于磁饱和状态，向电机直轴注入正向电压时，直轴电感将减小，对应的直轴电流变化较大；向电机直轴注入反向电压时，直轴电感将增大，对应的直轴电流变化较小。