下变频混频器1汇编
第六章混频器1
第六章混频器作业6-5、6-6 6.1 概述混频器的作用：①发射机---上变频器---将已调制中频信号搬移到射频②接收机---下变频器---将接收到的射频信号搬移到中频混频方法：①乘法器电路二极管--不需偏置，功耗低{②非线性器件场效应管—平方率，组合频率少双极晶体管混频原理（下变频为例）：工作状态--线性时变()=cosω本LO振信号：v t V tLO LO()=cosω射频RF信号：v t V tRF RF1[()t()t] LO =cosω−ω+cosω+ωRF LO RF RF LO RF LOv v V V二者相乘：2中频信号调幅接收机混频器---结构框图、端口波形与频谱特征v(t) RFv(t)IF vRFvIFv v(t)LOLO混频实质---线性频谱搬移①时域特性---输出、输入波形包络相同，载波频率不同②频域特性---输出、输入频谱结构与带宽相同，载频不同混频器结构：三个端口---射频口、本振口、中频口混频器主要指标1. 增益变频增益---输出中频信号大小与输入射频信号大小之比表示形式：电压增益A V=V IF/V in功率增益G p=P IF/P in两者关系：2P V/R RG A===2===2IF IF L SP V2P V/R Rin RF S L 端口匹配：{R射频口源阻抗sR中频口负载阻抗L（1）射频口---①与低噪声放大器直连②前接滤波器（50Ω）（2）中频口---接中频滤波器（声表/介质/晶体---阻抗不同）混频器种类（按增益划分）：①有源混频器---增益大于1②无源混频器---增益小于1---变频损耗---动态范围大2. 噪声混频器位于接收机前端，其噪声性能对系统影响大F1F1−−F F=++2 31G G G112噪声系数的计算：混频器是线性网络（对射频信号），可用线性网络公式计算（增益---变频增益）混频器噪声来源：（1）电路内部元器件噪声---由实际电路进行具体分析（2）输入信号伴随的噪声---①射频信号带内噪声②镜像带内噪声两种噪声系数定义：SSB 信号位于本振一侧，混频DSB信号位于本振两边,无镜像将信号带内噪声和镜像带内噪频率，混频只将信号带内噪声声都搬到中频，实测噪声系数搬移到中频，实测的噪声系数---单边（SSB）噪声系数---双边（DSB）噪声系数若两热噪声相同，混频器无噪若混频器无噪，信噪比不变输出信噪比降低3dB混频前频谱混频后频谱3. 失真与干扰非线性器件实现混频---利用非线性特性的平方项产生中频信号非线性器件高次方项---产生组合频率落在带内----干扰、失真（1）干扰哨声f混频器输入：射频信号RFf本振信号LO有用中频：f=−LOIF f fRFRF±=±Δ组合中频：pf qf f FLO IF单音频若组合中频落在有用中频带内：有用中频组合中频}ΔF送入解调器---输出音频信号含有---干扰哨声（2）寄生通道干扰f前提条件：输入射频有用信号, 伴有干扰信号RF f m有用中频：f IF=f RF−f LO--有用射频与本振产生--主通道中频qf±=LO pf fm IF组合中频：--干扰与本振产生--寄生通道中频--寄生通道干扰主要的寄生通道干扰：①中频干扰：f m=f IF（q=0,p=1）不经混频直通到输出端被混频器直接放大，增益比主通道变频增益大f=−q,1=1p= mf fLO IF②镜像频率干扰：（）镜频干扰通过混频器，变频增益与主信号一样（3）互调失真条件：输入信号伴有多个干扰以两个干扰信号为例：有用射频信号：fRF射频干扰信号：f m、f1m2RF---互调干扰如出现组合频率()rf−≈m sf f1m2()IF---互调失真rf−−=m sf f f1m2LOn1=s+r+ 由非线性器件次方项产生当r+s=3影响最严重---三阶互调---次方项产生n4=三阶互调干扰信号与射频信号的关系：2m f f或f−≈1m2RF 2f−≈m f f2m1RF4. 线性指标非线性器件构成混频器---工作在线性时变状态---对小信号线性非线性器件小信号输入---混频器是线性网络输出中频信号幅度}成正比输入射频信号幅度较大信号输入---出现非线性失真衡量指标：（1）1dB 压缩点变频增益下降1dB时所对应的输入射频（或输出中频）信号功率（2）三阶互调截点条件：输入有用射频信号f RFf射频干扰信号和RF1fRF2fRF1fRF2假设输入射频及干扰信号幅度均相同有用信号中频：f IF=f RF−f LO三阶互调产生的中频信号：(2)f−f−f=fRF1RF2LO IF或()2RF f f ff−−=2FR1LO IF三阶互调中频功率=有用中频功率的点----三阶互调截点----IIP3、OIP3（3）线性动态范围定义：1dB 压缩点与混频器的基底噪声之比，用dB表示混频器位于低噪放后---线性范围要求比低噪放高5. 口间隔离①本振口射频口9影响LNA工作性能9影响本振工作性能②本振口中频口使中放过载甚至强信号阻塞③射频口中频口f>>RF fIF一般，可被滤除6. 阻抗匹配非线性器件对混频器三个口的阻抗要求：①匹配----最佳功率传输RF口/IF口必须与所接的滤波器匹配不同滤波器输入输出阻抗不同，如：声表面波滤波器：200欧陶瓷滤波器：330欧晶体滤波器：1000欧②每个口对另外两个口的信号力求短路----减少口间干扰6.2 有源混频器电路{单管跨导型混频器单平衡混频器双平衡混频器特征: 由双极型晶体管或场效应管构成实现原理基本相同，分析方法通用混频增益> 16.2.1 单管跨导型混频器1. 电路构成直流偏置原理电路2. 工作原理‰器件工作状态---线性时变v t VRF ()=cosω射频：RF RFt小信号v t VLO ()=cosω本振：LOV>>LO VRF线性时变的两要点：tLO大信号①时变---时变偏置控制时变跨导---称为跨导型混频器GSQ=−+GG LO GS=−++GG LO RFV(t)V v(t)时变偏置：v(t)V v(t)v(t)时变跨导：g m(t)--- ωLO的周期函数---傅氏展开：m0+ω+ω+=g g t g tm m1LO m2LOg(t)cos cos2......ππ110∫mgmi()cos=∫g tgm()=ωi td t ωωLO LOg t d tmπ2πLO−π−π②线性----漏极电流与小信号成线性iD射频小信号输入时，漏极输出电流：ωIF i I()()()D=+⋅0t g t v t Dm RF混频的实现：滤波ωRF±ω() g t⋅v t()1()()IFωωω=−中频LOm RFRF LO 11i t=g⋅Vω−ωt=g⋅Vωt()cos()cosIF m1RF RF LO m1RF IF221v t=g R⋅Vωt()cos输出中频电压：1IF m L RF IF2输出回路谐振阻抗V1A=IF=/=v g R V V g R1变频增益：m L RF RF fc LV2RFI1g==fc gIFm定义：1---变频跨导---射频电压变中频电流能力V2RF---时变跨导基频分量的一半‰变频跨导的求法①由器件的伏安特性曲线iD~v GS---平方律特征及跨导的定义di g=D m dvGS求出器件的g m~v GS关系曲线---线性特性g(t)m当v GS增大，受限为最大gm gm max②代入混频器的时变偏置GS=−+GG LOv(t)V v(t)直流偏置和本振幅度不同---变频跨导不同③通过曲线g m~v GS画出时变跨导的波形g(t)④由傅氏级数m gm(t)g(t)m求出基频分量幅度得到变频跨导：1g=gfc m12g m1变频跨导最大值：当V=GG VGG(off)LOm g m max Vg(t)且使达到最大值时m g m(t)=g m max⋅S1(ωLO t) g(t)变为方波，g=πm12g mmaxg(t)的基频分量最大mg=πfc gm max 最大变频跨导：3. 设计考虑（1）RF口和LO口的设计考虑问题----匹配RF和LO信号均由栅极输入，二者同时匹配很难----主要考虑RF口的匹配即混频器RF口与前级低噪放的匹配---保证小信号最佳传输匹配措施：①保证LO口耦合电容C很小，以使本振源不影响RF口参数G1②栅极输入电容并入低噪声放大器输出谐振回路FET混频器、放大器等效电路的差异？①输入阻抗1≈1 R+iωCωCRF GS RF GS r ds呈容性---相同输出阻抗输出阻抗②输出阻抗相同③等效电流源不同放大器----g vm gsg---跨导m混频器----g vfc gsg---变频跨导fc（2）偏置=−+ 时变偏置v GS(t)V GG v LO(t)v(t) 随本振电压变化时，LO应使管子工作在饱和区，i~D V维持平方率特性不变GS本振变化不能影响漏极电压保障措施---漏极对本振短路，即加LC串连回路漏极对本振的交流阻抗为0本振变化不影响漏极电压（3）输出回路中频输出回路功能：①选频滤波从含众多频率分量的漏极电流中选出中频信号同时对RF/LO信号短路②阻抗变换将后级中频电路的输入阻抗变换为漏级所须阻抗，获得适当增益（4）中频陷波若RF信号含中频干扰和噪声---直通---混频器相当中频放大器防止中频干扰和噪声直通的方法：FET的栅极应对中频短路---加中频串联回路---中频陷波器（5）本振注入方式①从栅极注入优点---需要的本振功率小缺点---LO 口与RF口的隔离差②从源极注入栅极直流偏压VGG = 0时变偏置=−=−v(t)V v(t)v(t)GS GG LO LOLO负半周，FET导通，正半周仍截止，跨导随本振时变，实现混频优点---LO 口与RF口的隔离加大缺点--- 对射频负反馈，使混频增益下降，RS本振源提供的功率比从栅极注入要大4. 双栅FET混频器‰电路特点①场效应管有两个栅极②本振信号接在靠近漏极的栅极G上2③射频信号接在靠近源极的栅极G上1④本振口和射频口分别与自己的源阻抗匹配⑤本振信号的栅极G2对中频短路⑥双栅管的漏极对本振和射频短路‰双栅FET混频器工作原理将双栅分解成两个场效应管9FET2工作特征①输入为本振信号v(t)LO②作为跟随器---源极输出跟随输入，即v DS1≈v LO(t) 9FET1工作特征①输入为射频信号v(t)RF1管工作在可变电阻区（条件vDS1足够小）②FETi≈β−D1n(v GS V GS th)v DS i v=v t1()1D1GS RF1()与成线性∂igβn v DS1v(t)===βD1FET1跨导：1∂n LOvGS1g=---时变跨导---重复频率ωLO1g(t)11g(t)9混频的实现i g(t)v g(t)v==D11GS11RF=β=βv v v vn DS1RF n LO RF包含有频率ω−RFωLO---实现了混频功能9中频输出混频电流经FET2到达中频输出端i(t)DFET2相当共栅中频放大器为获得足够增益要求G2对中频短路双栅FET混频器优点：---口间隔离好、易匹配、变频增益大。
高频电路基础第6章混频器
2021/2/18
高频电路基础第6章混频器
16
当静态工作点选择在放大区，且vL的
ID
幅度恰恰使得场效应管工作到截止与
饱和的边缘（即VL ＝VGS(off) / 2）时， 混频器具有最大的混频跨导。
13
由于 vgs VGSQ VL coswLt VS coswSt
所以
iD
I DSS
(1 vgs VGS (off
)
)2
I DSS
(1
VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
)2
I DSS
1
2 VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
输出电压为
iC(out )
gm
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
vC (out )
gm RL
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
可见这是一个上变频电路。如果其中vs是输入信号，vC是输出 的中频信号，则其变频跨导和变频电压增益分别为
gC
IC VS
gm
VL 2VT
,
GVC
VC VS
高频电路基础第6章混频器
17
场效应管混频器的特点
由于场效应管具有平方律电流特性，不会产生高于二阶 的谐波，所以它的非线性失真一般比晶体管混频器小
由于场效应管的跨导比较小，所以混频增益一般小于双 极型晶体管单管混频器
3.3变频、混频
载频为f 载频为 c的 普通调幅波 或
2010-12-31
频率为f 频率为 L的 本振信号
fI = fc + fL fI = fc − fL 或 fI = fL − fc
载频为中频f 载频为中频 I的 调幅波
的称为上混频， 的称为下混频。 fI > fc 的称为上混频， fI < fc 的称为下混频。
16
变频、 变频、混频
i = 2gDu2 S2 (ω1t ) 4 4 = 2gDU2m cos(ω2t ) cos(ω1t ) − cos(3ω1t ) + ⋅ ⋅ ⋅ 3π π 4 = gDU2m{cos[(ω1 + ω2 )t ] + cos[(ω1 −ω2 )t ]}
π
4 gDU2m{cos[(3ω1 + ω2 )t ] + cos[(3ω1 −ω2 )t ]} + ⋅ ⋅ ⋅ − 3π
L3电感量很小，对中频近于短路， 电感量很小，对中频近于短路， 因此， 因此，变频器的负载仍然可以看 作是由中频回路所组成。 作是由中频回路所组成。
双连电容 调谐
对于输入信号频率来说，本地振荡回路的阻抗很小，而 对于输入信号频率来说，本地振荡回路的阻抗很小， 且发射极是部分地接在线圈L 且发射极是部分地接在线圈 4上，所以发射极对输入高 频信号来说相当于接地。 频信号来说相当于接地。 2010-12-31
2010-12-31
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变频、 变频、混频
1、输入信号与本振信号产生的组合频率干扰 、
f p.q = ± pf L ± qfc
P、q 为任意正整数 、
当 P = q =1时，可得中频 fI = fL- fc 时 除此以外的组合频率分量均为无用分量， 除此以外的组合频率分量均为无用分量，当其中的某 些频率分量接近于中频，并落入中频通频带范围内时， 些频率分量接近于中频，并落入中频通频带范围内时，就 能与有用中频信号一道须利地通过中放加到检波器， 能与有用中频信号一道须利地通过中放加到检波器，并与 有用中频信号在检波器中产生差拍，形成低频干扰， 有用中频信号在检波器中产生差拍，形成低频干扰，使得 收听者在听到有用信号的同时还听到差拍哨声。 收听者在听到有用信号的同时还听到差拍哨声。这种组合 频率干扰也称为哨声干扰 哨声干扰。 频率干扰也称为哨声干扰。 当转动接收机调谐旋钮时，哨声音调也跟随变化， 当转动接收机调谐旋钮时，哨声音调也跟随变化， 这是哨声干扰区分其他干扰的标志。 这是哨声干扰区分其他干扰的标志。
混频器总结报告
混频器一、混频器1、简介变频，是将信号频率由一个量值变换为另一个量值的过程。
具有这种功能的电路称为变频器（或混频器）。
一般用混频器产生中频信号。
混频器将天线上接收到的信号与本振产生的信号混频，cosαcosβ=[cos(α+β)+cos(α-β)]/2。
可以这样理解，α为信号频率量，β为本振频率量，产生和差频。
当混频的频率等于中频时，这个信号可以通过中频放大器，被放大后，进行峰值检波。
检波后的信号被视频放大器进行放大，然后显示出来。
由于本振电路的振荡频率随着时间变化，因此频谱分析仪在不同的时间接收的频率是不同的。
当本振振荡器的频率随着时间进行扫描时，屏幕上就显示出了被测信号在不同频率上的幅度，将不同频率上信号的幅度记录下来，就得到了被测信号的频谱。
从频谱观点看，混频的作用就是将已调波的频谱不失真地从fc搬移到中频的位置上，因此，混频电路是一种典型的频谱搬移电路，可以用相乘器和带通滤波器来实现这种搬移。
2、分类从工作性质可分为二类，即加法混频器和减法混频器分别得到和频及差频。
从电路元件也可分为三极管混频器和二极管混频器。
从电路分有混频器（带有独立振荡器）和变频器（不带有独立振荡器）。
混频器和频率混合器是有区别的。
后者是把几个频率的信号线性的迭加在一起，不产生新的频率。
3、性能指标（1）噪声系数：混频器的噪声定义为：NF=Pno/Pso Pno是当输入端口噪声温度在所有频率上都是标准温度即T0=290K时，传输到输出端口的总噪声资用功率。
Pno主要包括信号源热噪声，内部损耗电阻热噪声，混频器件电流散弹噪声及本振相位噪声。
Pso为仅有有用信号输入在输出端产生的噪声资用功率。
（2）变频损耗：混频器的变频损耗定义为混频器射频输入端口的微波信号功率与中频输出端信号功率之比。
主要由电路失配损耗，二极管的固有结损耗及非线性电导净变频损耗等引起。
（3）1dB压缩点：在正常工作情况下，射频输入电平远低于本振电平，此时中频输出将随射频输入线性变化，当射频电平增加到一定程度时，中频输出随射频输入增加的速度减慢，混频器出现饱和。
混频器的设计与仿真汇总
目录前言 (1)工程概况 (1)正文 (2)3.1设计的目的及意义 (2)3.2 目标及总体方案 (2)3.2.1课程设计的要求 (2)3.2.2 混频电路的基本组成模型及主要技术特点 (2)3.2.3 混频电路的组成模型及频谱分析 (2)3.3工具的选择—Multiusim 10 (3)3.3.1 Multiusim 10 简介 (3)3.3.2 Multisim 10的特点 (3)3.4 混频器 (3)3.4.1混频器的简介 (4)3.4.2混频器电路主要技术指标 (4)3.5 混频器的分类 (5)3.6详细设计 (5)3.6.1混频总电路图 (5)3.6.2 选频、放大电路 (5)3.6.3 仿真结果 (6)3.7调试分析 (9)致谢 (9)参考文献 (9)附录元件汇总表 (10)混频器的设计与仿真前言混频器在通信工程和无线电技术中，应用非常广泛，在调制系统中，输入的基带信号都要经过频率的转换变成高频已调信号。
在解调过程中，接收的已调高频信号也要经过频率的转换，变成对应的中频信号。
特别是在超外差式接收机中，混频器应用较为广泛，如AM 广播接收机将已调幅信号535KHZ-一1605KHZ要变成为465KHZ中频信号，电视接收机将已调48．5M一870M 的图像信号要变成38MHZ的中频图像信号。
移动通信中一次中频和二次中频等。
在发射机中，为了提高发射频率的稳定度，采用多级式发射机。
用一个频率较低石英晶体振荡器作为主振荡器，产生一个频率非常稳定的主振荡信号，然后经过频率的加、减、乘、除运算变换成射频，所以必须使用混频电路，又如电视差转机收发频道的转换，卫星通讯中上行、下行频率的变换等，都必须采用混频器。
由此可见，混频电路是应用电子技术和无线电专业必须掌握的关键电路。
工程概况混频的用途是广泛的，它一般用在接收机的前端。
除了在各类超外差接收机中应用外在频率合成器中为了产生各波道的载波振荡，也需要用混频器来进行频率变换及组合在多电路微波通信中，微波中继站的接收机把微波频率变换为中频，在中频上进行放大，取得足够的增益后，在利用混频器把中频变换为微波频率，转发至下一站此外，在测量仪器中如外差频率计，微伏计等也都采用混频器。
混频器基础介绍
U3频段的AB34(1)杂散在366.75MHZ频段与RF同频，这是 否还算作杂散？ 为避免与邻道，互调等指标重合，杂散一般规定为100KHZ 以外的干扰信号，而FCC,CE标准更有杂散点与RF频点频距 的规定，一般不小于10MHZ,相关资料请后续自行查阅。
概述---------------------------------------------------------------------3
噪声系数NF
隔离度ISOLATION 谐波抑制IPmn 端口驻波比VSWR 最大输入功率
接收灵敏度
互调，杂散，灵敏度 杂散抗扰性 互调 大功率接收可靠性
乘法器件类型，LO驱动幅度
乘法器件拓扑结构，对称性，链路滤波 乘法器件类型，拓扑结构 乘法器件输入阻抗平坦度，端口匹配 乘法器件线性度，器件大功率承受度
混频器特性浅析及选型
概述---------------------------------------------------------------------3
索引
混频器分类------------------------------------------------------------7
混频器IIP3 21.5 20 18.5 对应系统互调 指标 75 74 73
每提高1.5dBIIP3，则提升1dB互调！
17
15.5 14
72
71 70
混频器选型的案例
6.实测指标：（此指标为从混频器灌入信号到2中频解调出信号的整机指标，具体测试请参 见之前评估邮件）
混频器型号 测试频点 CE互调(dB) 806MHZ 825MHZ SYM-25DHW 896MHZ 902MHZ 806MHZ 825MHZ ADE-12 896MHZ 902MHZ 75 75 74.5 74.5 72.5 72 72 72
混频器
（二 ） Gilbert混频器
M1和Ls构成了跨导级，将RF电压转化为 电流。Ls用于改善其线性度并实现阻抗 匹配。M2和M3作为开关由LO驱动，M1 的漏电流交替流过输出负载。等效于将 RF信号乘上一方波信号。其关键是要减 小两个开关管同时导通的时间，以实现 较低的噪声和较好的线性度。因此，要 求LO具有较大的摆幅。CMOS开关对一 般比三极管结构要求LO具有更大的摆幅。 这种混频器具有较好的LO与RF间隔离性。 虽然，LO将通过M1的栅漏电容泄漏到 RF输入端。但是，由于M1的漏端工作 在相位相反的两个平衡LO驱动频率下， 因此不存在LO频率泄漏。
复用技术（M1管）， 有效提高增益并减 小信号泄漏。 缺点： 1、占用面积大， 2、功耗较大
图2-3 改进型的折叠式混频器
（二 ） 无源混频器
Cs和Ls是为了引入源级负反馈，降低 电流注入技术降低了 M3.4.5.6的直流电流， gm3,从 电流镜的引入使得在无源混平器当中必须的 跨阻放大器不再必须，从而大大降低了噪声 而降低噪声。 同样起到降低噪声的效果。
优点： 1运行电压低。 2通过电流镜方案，不需要 运算放大器，从而降低了噪 声。 缺点： 1功耗比较大。
此混频器采用无源混频器
图2-4电流镜型无源混频器
（三 ）
参考文献
[ 1 ] I-Chuan Chen, Jeng-Rern Yang. 2 - 13GHz Broadband CMOS Low Voltage Mixer with Active Balun Designed for UWB Systems. 2010 IEEE International Conference of Electron Devices and Solid-State Circuits (EDSSC) [ 2 ] DaeHoon Na. A 1.2 V, 0.87–3.7 GHz Wideband Low-Noise Mixer Using a Current Mirror for Multiband Application. IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL. 22, NO. 2, FEBRUARY 2012 [ 3 ] Saeed Gholami, Hossein Shamsi. Design and Analysis of a High-Linear UWB CMOS Mixer. Electrical Engineering (ICEE), 2011 19th Iranian Conference on [ 4 ]兰飞, 李宁, 李巍, 任俊彦.6. 2~ 9. 4 GHz DC-OFDM超宽带接收机射频前端设计. Journal of Fudan University ( Natural Science) 2011 年8月第50 卷 第4 期.
混频器原理专题讲座
设输入已调制信号：uc= Uc(t)cosωct 其经中过，漏Uc极(t)L= CU负cm载(1+回m路ac选osΩ频t)后，输出旳中
ED
uI
CL
频本电振压电为压: uL=ULcos ωLt
uc
LC回路调谐在中频ωI= ωL-ωc或ωI= ωc-ωL，
通频带B=2Ω，回路旳谐振阻抗为RL 。
iD
uGS
优点：噪声低，电路简朴，组合分量少。
休息 1 休息 2
平衡型混频器 环形混频器
例1.二极管平衡混频器
T1
VD1
T2
设输入信号
本振信号 :
若
+ uc -
u-+c
2C 2L
u-+c VD2
+
RL uI _
则输出电压 :
+ uL + uL - T3
仿真
假如输出中频滤波器旳中心频率为:
谐振阻抗为 ，则输出电压
而环形混频器旳输出是平衡混频器输出旳2倍。且降低了输出信 号频谱中组合频率分量,即降低了混频器所特有旳组合频率干扰。
其中2变. 晶频跨体导三：极管混频器
利用第4章所述旳时变跨导电路，
VT
ic
可构成晶体管混频器。 因中为频时输变出偏电置压电uI为压 ：
+ u-c
+
UB(t)
C L
假如
则集电极电流为
uL -
, (p , q=0,1, 2,3,….)
uc(f c)
uo( 非线形元件
) 中频滤波器
uI(f I)
un(f n)
B
uL(f L)
假如设输入信号为
,本振频率信号为
第六章 混频
iC = iC 0 + [g0 + g1 cos ω0 t + …] [VS cos t cos ωS t ]
= ω0 ωS ; B = 2max
如果输出回路的谐振频率为： 如果输出回路的谐振频率为： I ω 则选出的中频电流iCI为：
1 1 iCI = g1VS cost cos(ω0 ωS )t = g1VS cost cosωI t 2 2
二、二极管混频器
常用的二极管混频器是由两个特性相同的二极管构成的平衡 混频器，其原理电路如下图所示。 混频器，其原理电路如下图所示。 D
vS = VS (t ) cosωct vS + VS (t ) = VS (1 + ma cost ) V0 >> V S
vS
1
+ + v0 D2
L1 C1 L2 C2
v0
vS
乘法器 本地振荡器
带通滤波器
vI
v0
2 max
v 设： S
= [V S cos t ]cos ω S t ; v 0 = V0 cos ω 0 t
ωI
v S v 0 = V SV 0 cos t cos ω S t cos ω 0 t VSV0 cost [cos(ω0 + ωS )t + cos(ω0 ωS )t ] = 滤波后： 滤波后： 2 VSV0 vI = cost cos(ω0 ωS )t = [VI cos t ]cos ω I t 2
晶体管混频器的特点： 晶体管混频器的特点：
晶体管混频器的主要优点是有变频增益，但它存在一些缺点： 晶体管混频器的主要优点是有变频增益，但它存在一些缺点： 1）动态范围小，信号电压正常工作的范围约为几十mV。当信 ）动态范围小，信号电压正常工作的范围约为几十 。 号电压较大时，会产生非线性失真。 号电压较大时，会产生非线性失真。 2）组合频率干扰严重。 ）组合频率干扰严重。 3）噪声较大。二极管噪声比晶体管的噪声小得多。 ）噪声较大。二极管噪声比晶体管的噪声小得多。 4）存在本地振荡辐射问题。在无高放的接收机中，本振电压 ）存在本地振荡辐射问题。在无高放的接收机中， 可以通过混频晶体管的极间电容的耦合从天线辐射出去。 可以通过混频晶体管的极间电容的耦合从天线辐射出去。 因此在高质量通信设备中以及工作频率较高时， 因此在高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用二极 管平衡型混频器。 管平衡型混频器。
混频器
混频器一.混频器的工作原理混频器在发射机和接收机系统中主要负责频率的搬移功能，在频域上起加法器或减法器的作用，频域上的加减法通过时域上的乘积获得。
混频器通常可以表示为如图１所示的三端口系统，应至少包含三个信号：两个输入信号和一个输出信号。
根据图1可以表示混频器最常见的数学模型：(A1cosω1t)(A2cosω2t)=A1A22[cos(ω1−ω2)t+cos(ω1+ω2)t]式中A1表征输入信号的振幅，A2表征本振信号的振幅。
图1.混频器原理框图对于混频器而言，混频器的输入信号分别定义为射频信号RF(Radio Frequency)，频率记为ωRF，和本振信号LO(Local Oscillator)，频率记为ωLO。
混频器的输出信号定义为中频信号IF(Intermediate Frequency)，频率记为ωIF。
根据混频器的应用领域不同，中频输出选择的频率分量也不同。
当ωIF<ωRF时，混频器称为下变频器，输出低中频信号，多用于接收机系统；当ωIF>ωRF时，混频器称为上变频器，输出高中频信号，多用于发射机系统。
常用的混频器实现方法主要有三种：第一种是用现有的非线性器件或电路，比如利用二极管电压电流的指数关系实现的二极管微波混频器；第二种是采用开关调制技术实现信号在频域上的加减运算，进而实现频率变换的功能，比如基于吉尔伯特单元的混频器；第三种是利用已有的电子元件实现混频电路的乘法模块。
二.混频器性能指标（一）转换增益转换增益(或者转换损耗)，其定义是需要的IF输出与RF输入的比值。
混频器的电压转换增益可表示为:G V=20log V IF V RF混频器的功率转换增益可表示为：G P=10log P IFP RF=10log[(V IFV RF)2R SR L]其中V IF和V RF分别为中频输出电压和射频输入电压的有效值．R L是负载电阻，R S是源电阻。
当输入电阻和负载电阻相等时，两种增益的dB形式相等。
混频器
|± pfL±fR |
1 1 iIF (t ) U Rm cos(RF LO )t |fR ± fL| RD RL
2
t
2
t 2
v 二极管开关工作状态 K1 (t ) RD 1 2 2 其中, K1 (t ) cos(t ) cos(3t ) ..., 为单向开关函数 2 3
• 二极管的大信号开关等效电
路
3.5.1
D K1(ωt) RD
无源混频器
iD RL uo
3.4 混频器的主要指标
•变频增益或损耗（Conversion Gain or Loss） • •变频压缩点（Conversion compression） •三阶互调阻断点（IP3, Third Order Intercept
Point）
•端口隔离度（LO与RF，LO与IF，RF与IF）
3.4 混频器的主要指标——变频增益或损耗 （Conversion Gain or Loss）
混频器 低噪声 放大器 中频 滤波 中放 解调 功放
本振
3.2 混频原理
•混频器是一种频率变换器件，理想混频器是把两输 入信号在时域中相乘：
和频，上变频
差频，下变频
•取出和频为上变频（Up-conversion）； •取出差频为下变频（Down-conversion） •必须通过滤波器滤除不需要的频率成分。
3.2 混频原理 ——线性时变工作状态下的混频器
•线性时变工作时产生的组合频率分量的频率通式为 |±pω1± ω2| ; •当两个信号u1和u2同时作用于一个非线性电路时， 若u1的幅度足够大，u2的幅度足够小，则输出电流i 与u2成线性关系，而系数g1(u1)为时变参量，这种工 作状态为线性工作状态，而u1为时变控制信号。在 下面讨论的所有混频器电路中，都设计成这种工作 状态。
LTC5551：下变频混频器
Ｎ ＣＮ ５ １ ５ ０提 供 达 ３ ８ ４ ０ ０ ｂ ａ ｕ ｄ的 通 用 异 步 接 收 器 ／ 发
射器 （ Ｕ ＡＲ Ｔ ） 通 信速度 ，包 含达 ２个单位 负载 （ Ｓ ＯＩ Ｃ封 装
版本 ） 或 ６个 单 位 负 载 （ ＱＦ Ｎ 封
装版 本 ） 的可编 程功 率等 级，
１ ｄ Ｂ压 缩 点 确 保 了稳 健 的 无 线 电 性 能 。 Ｒ Ｆ和 Ｌ Ｏ 输 入 郜 集 构 系统 之 内 。这 款 片 系统 是 Ａ Ｔ Ｃ Ａ 一 ７ ４ ７ ０ 包处 理 片 系统 成 了平 衡 一 不 平 衡 变换 器 。 该混频 器 由 单一 ３ ． ３ Ｖ电源供ｌ 乜，
安 森 美 半导 体 推 出 一 款 新 的 集 成 从 收 发 器 ，用 于 双 线 式仪 表总线 （ Ｍ－ Ｂ ＵＳ ） 从设 备 及 中 继 器 。 Ｎ ＣＮ ５ １ ５ ０提 供 全
暖 氦
８ ９ Ｈ Ｔ ０ ８ ３ ２ Ｐ： 重 定 时 器
Ｉ Ｄ Ｔ推 出 １ ６通 道 Ｐ ＣＩ Ｅ ｘ ｐ ｒ ｅ ｓ ｓ ３ ． ０信 号 调 理重 定 时 器 。
的 升 级 版 ，让 现 有 用 可 以 轻 易换 代 新 。
消耗２ ０ ４ ｍＡ 电 流 ，从 而 能 以极 低 的 功 率 提 供 高 性 能 。 如 果 Ｅｍ ｅｒ ｓｏｎ ｎｅ ｔ ｗｏｒ ｋ ｐｏｗｅｒ 需要 ， 该混 频 器还 ｎ 通过 Ｉ Ｓ Ｅ Ｌ引 脚 提 供 控制 的 低 功 率 模 式 。
担 Ｃ Ｐ Ｕ 的 负 载 和 进 行 业 务 加 速 。 此 外 ， 新 推 出 的 这 款 刀
因 此 夫 限 度 地 减 小 了外 部 电 路 并 降 低 了 成 本 。 由 于 在 用 户 片 系 统 还 配 备 较 快 的 『 凡 】 存 了 系统 以及 ４ ０ Ｇ 全 线 速 的 双 主 州 接收ｌ 器 ㈨ 肖除 ｒ人 功 率 Ｌ Ｏ 信
第三章数字下变频
第八章 数控振荡器与数字滤波器在第一章中介绍了数字下变频的大体原理和结构，数字下变频中两个要紧部份确实是数控振荡器和数字滤波器。
本章介绍数控振荡器和数字滤波器的原理和设计。
第一节 数控振荡器数控振荡器（NCO ）是一个能产生两路正交数字频率输出的器件，它是数字下变频中不可缺少的一个环节。
图8-1-1是一个NCO 的原理框图。
相位累加相位偏移相位时钟复位正弦LUT余弦LUT图8-1-1 NCO 的原理框图数控振荡器(NCO)要紧由相位累加器和正弦、余弦查找表（Look Up Table ）组成。
在每一个时钟沿将上次的相位和输入的相位相加取得本次的相位，再依照相位在正弦、余弦查找表（LUT ）中查找出对应的正弦和余弦值后将其输出。
正弦、余弦查找表（LUT ）中按以下函数寄存数据：sin (n) = sin (2n/N) cos (n) = cos (2n/N)那个地址，n 是输入到LUT 中的地址； N 是LUT 中样本的数量；sin(n) 是正弦波在 (2n/N) 位置的幅度； cos(n) 是余弦波在 (2n/N) 位置的幅度。
将n 从0增加到N 使得LUT 输出一个完整周期的正弦和余弦波形的幅度值。
2πn/N 代表0到2π之间被分出的相位角。
依照输入操纵数据决定n 在输出周期（时刻距离t ）内如安在0到N 之间增加。
每一个系统时钟下，LUT 的地址增加一次，其增加量由相位输入数据phase[m..0]来操纵。
相位角数据由累加器累加并存储在累加器寄放器中。
相位累加器的输出用于决定LUT 的地址。
一旦系统时钟的频率（f CLK ）确信，那么NCO 输出的正弦和余弦波频率为：mclk m phase f t f 2/]0..[/1⨯== （8-1-1）因此，NCO 的输出频率由输入系统时钟的频率和输入相位决定的。
相位值的宽度m 决定了NCO 的最小频率调剂值。
当输入的相位值为1时，宽度为w 时，输出最低频率w clk f f 2/=，也确实是输出频率的调剂精度。
第10章变频与混频电路(本科)
U Lm U sm 二极管的时变跨导 gD t 受本振信号 uL的控制
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i g D t uD g D K L t uD uD：为二极管两端所加的电 压; g D K L t : 二极管两端的 时 变 跨 导 ， 受 uL的 控 制 。
⊙
• 其他： 500kHz、1MHz、1.5MHz、4.3MHz、5MHz、
应用： 超外差接收机的关键部件 接力通信、卫星通信系统 频率合成器、频谱分析仪
● ● ●
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变频电路框图
本质：利用非线性器件产生所需要的新的频率分量。
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问题：为什么一定要进行混频？
2 3
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可得到： 1 2 i a0 a 2 U sm U 2 Lm 2 3 3 3 2 a1U sm a 3U sm a 3U smU Lm cos s t 4 2 1 1 2 3 a 2U sm cos 2 s t a 3U sm cos 3 s t 2 4 3 3 3 2 a1U Lm a 3U Lm a 3U smU Lm cos L t 4 2 1 1 2 3 a 2U Lm cos 2 L t a 3U Lm cos 3 L t 2 4 a 2U smU Lm cos s L t cos s L t
时，由混频管非线性特性产生的交叉调制干扰 • 互调——外来干扰信号互相形成的互相调制干扰 • 与本振无关。
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9.98dB
16.36dB
835uA
2018/11/18 成 电 路 研 究 所
1.2电流复用折叠结构吉尔伯特混频器
共模信号
I+ I-
电 流 复 用 跨 导 + 管I
I-
开关管
尾电流
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
共模反馈电路环路稳定性分析
低频增益为25dB， 相位裕度为88deg。基 本满足要求。
图1-2-1 环路频率特性
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
东南大学 输出1dB压缩点
PSS仿真。
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
根据仿真阻抗匹配情况下OP1dB 为-18.5589dBm 。实际情况应该多加
3dBm，为-15.5589dBm。
图1-1-6 1dB压缩点仿真结果
2018/11/18
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
仿真得阻抗匹配下电压增益为15.41dB,实际情
况由于阻抗不匹配电压增益应该减去6dB，为 9.41dB 。根据瞬态仿真，输入为 1.860mV, 输出为 5.868mV,电压转换增益为9.98dB，两者基本一致。 图1-1-3 输入信号功率为-50dBm时瞬态波形
东南大学 前仿真结果
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
设计指标 电源电压 工作频率
指标要求 1.8V 2.4~2.4835GHz
TT 27℃ 1.8V 2.4GHz
-15.5589dBm
输入1dB压缩点
转换增益 噪声系数 工作电流
>-13dBm
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
窄带吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
TT，27℃
2.4G/2.395G/5M
射频/本振/中频频率：
2018/11/18
东南大学 电压转换增益仿真
pss+pxf仿真
电流复用折叠结构吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre 工艺角： TT，27℃ 2.4G/2.395G/5M
射频/本振/中频频率：
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
图1-1-2 转换增益结果图
图1-1-4 输出信号功率瞬态波形
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
噪声系数NF
pnoise仿真 NF= 16.36dB @5MHz。
图1-1-5 噪声系数仿真结果
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
深亚微米器件建模与IP核研究项目 第二次汇报
指导老师：李智群教授 报告人： 刘东海
Institute of RF- & OE-ICs
2018/11/18
1
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
4.负载部分设计
增大负载电阻可以增大混频器的变频增益，但是如果电阻值过大，使得 在负载电阻两端的电压降过大，使得混频器的净空电压减小，线性度变差， 所以在设计时电阻需要适当的考虑。可以在电阻两端并联一个电容，滤除高 次谐波。电阻阻值为1.717KΩ，电容为6pF。
2018/11/18
东南大学
图1-1-1 吉尔伯特混频器电路 图
2018/11/18
东南大学
1. 尾电流设计
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
为满足工作电流<1mA，选择NMOS管宽长比W/L为80um/180nm,偏置电 压为0.52V,仿真得工作电流为834.8uA。
东南大学 共模反馈电路
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
基准信号
跨导级采用电流 复用和尾电流的方式 设计，从而使跨导级 或尾电流管容易进入 线性区。为保证混频 器正常工作，稳定共 模输出，电路中需要 增加共模反馈电路。
共模信号
反馈信号
2018/11/18
2.4~2.4835GHz
>-13dBm >5dB
隔离度
噪声系数 工作电流
<-30dB
<13dB <1mA
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
1.1吉尔伯特混频器
器件 NMOS 电阻 电容 型号 mn18_rf rhr_rf cmim
2. 增益部分的设计
保证MOS管工作在饱和区，混频器的增益和管子的跨导相关，因此，更 高的过驱动电压意味着更高的电压增益。同样，把MOS管栅极的宽度W增大 ，栅极的长度L减小也能得到更大的混频增益。选择NMOS管宽长比W/L为 70um/180nm,偏置电压为0.95V。
3. 开关部分的设计
当LO本振信号的电压幅度较小时，中频信号IF会随着本振信号LO的增大 而增大，但是本振信号LO的幅度太大时，信号就会产生尖峰，它会降低LO 信号的开关速度，并且导致LO本振信号泄漏增加。为了达到完全的开关状 态，LO本振信号的峰峰值至少要100mV，但最大不能超过400mV。选择 NMOS管宽长比W/L为90um/180nm,偏置电压为1V。
1 CMOS下变频混频器分析与设计
2018/11/18
东南大学
射 频 与 光 电 集 成 电 路 研 究 所
窄带下变频混频器设计指标
设计指标 所用工艺 电源电压 指标要求 CSMC 0.18um RF CMOS 1.8V
工作频率
输入1dB压缩点 转换增益