基于两级信道化的宽带数字接收机结构

第24卷 第7期 电子测量与仪器学报 Vol. 24 No. 7 2010年7月JOURNAL OF ELECTRONIC MEASUREMENT AND INSTRUMENT· 673 ·本文于2010年2月收到。

*基金项目: 国防预研基金(编号: 41101030401)资助项目。

DOI: 10.3724/SP.J.1187.2010.00673基于两级信道化的宽带数字接收机结构*丁 丽 熊 辉 唐 斌(电子科技大学电子工程学院, 成都 611731)摘 要: 通过无盲区的均匀信道划分, 研究了一种基于两级数字信道化的高效宽带数字信道化接收机结构。

该结构的一级信道化采用奇偶两路并行结构, 对整个接收机瞬时带宽进行粗划分, 并配合有效的信道检测机制实现对当前输入信号所在接收机分析带宽的准确定位, 同时适合对大带宽信号的接收; 二级信道化对一级信道化的子信道带宽进行细划分, 提高了信道的频率分辨率, 实现了多信号的频域分离, 适合对窄带信号的接收。

本结构实现了频率的多分辨, 在满足同一频率分辨率时较单级信道化结构所需要的总信道数小, 且降低了滤波器的阶数和设计难度, 适合硬件实现。

关键词: 奇偶两路；瞬时带宽；分析带宽；信道检测中图分类号: TN971.1 文献标识码: A 国家标准学科分类代码: 510.4020Architecture of wideband digital receiver based on two-level channelizationDing Li Xiong Hui Tang Bin(College of Electronic Engineering, UEST of China, Chengdu 611731, China)Abstract: In this paper, an approach is studied to realize a high-performance wideband digital receiver based on two-level channelization through uniform channel division without blind zone. The proposed architecture has two dif-ferent channelizaion. The former, suitable for receiving broadband signals, which takes advantage of even and odd channel in parallel with an efficient channel detection mechanism, allows coarse division towards the whole instanta-neous bandwidth of the receiver to pinpoint the analysis bandwidth in which the current input signal exists. Succes-sively, the further division of sub-channel of the former is achieved in the latter, which is suitable for the to narrow-band signals improves the frequency resolution of each channel and the separation of multi-signal in frequency domain as well. The proposed architecture, implementing the multi-resolution in frequency zone, needs less number of total chan-nels with the reducing the design difficulty. The simulation result illustrated the validity of the architechure.Keywords: even and odd channel; instantaneous bandwidth; analysis bandwidth; channel detection1 引 言当前电子战的复杂环境对处于被动的电子战接收机提出的要求是: 具有宽频率覆盖范围, 高灵敏度, 大动态范围, 同时到达信号检测和实时信息处理能力。

信道化接收机就是可以满足这些要求的一种接收机[1-2]。

文献[3]分析了基于原型滤波结构直接实现的数字信道化的结构及缺陷, 文献[4]通过基于DFT 的高效数字信道化结构, 实现了F =2时的偶型堆栈信道化接收机, 文献[5]通过降低抽取倍数, 建立了无盲区信道化接收机模型。

这些已有的信道化接收机模型都是基于单级信道化结构, 为了实现一个高的信道频率分辨率就需要成百上千或者更多的滤波器并行来实现对整个接收机瞬时带宽的划分, 此时所需的高阶滤波器使得硬件实现难度增加。

针对这一情况, 研究了一种基于两级信道化的高效宽带数字接收机结构, 通过有效的检测机制和逐级频带划分实现多信号的频域分离。

· 674 · 电子测量与仪器学报 第24卷2 两级信道化结构2.1 数字信道化算法数字信道化是将ADC 模数转换后的数字信号 通过一个带抽取器的均匀数字滤波器组, 完成频域信道化和抽取操作, 最终输出低速率的子频带信 号[6-8]。

设信道数与抽取倍数满足条件K =2M (K 是信道数, M 是抽取倍数), 第k 信道的滤波原理如图1 所示。

()()j 0e k n k h n h n ω=是第k 路带通滤波器, h 0(n )是N 阶原型低通滤波器, 第k 路的中心频率(k k ω=0,1,2,,1)K −", j e k n ω−是数字下变频, 使得中心频率搬至基频。

为了避免频域检测盲区[9], 实现全频段覆盖, 原型低通滤波器的通带截止频率为π/K , 阻带起始频率为2π/K , 使得相邻信道在通带边缘处50% 交叠。

图1 第k 信道滤波原理Fig.1 Filtering theory of the kth channel第k 路信道输出为()()(){}j ek M nk k y nM x n h n ω↓−=∗=⎡⎤⎣⎦()()1j j 00e e kkN m nM m x nM m h m ωω−−=−∑(1)令m =pK +r ; p =0,1,…,P −1; r =0,1,…,K −1。

则表达式重新整理为()()()()11j j 000e e k k k K P pK r nM r p y nM x nM pK r h pK r ωω−−+−===⎧⎫⎪⎪−−+⎨⎬⎪⎪⎩⎭∑∑ (2) 式中: ()0,1,2,,1k k K ω=−"其值取决于信道的滤波器组排列形式[10]。

均匀信道划分滤波器组排列形式有两类, 分别是偶型和奇型。

偶型滤波器组排列中第k 个带通滤波器中心频率为2k k K ω=π; 而奇型滤波器组排列中第k 个带通滤波器中心频率为k ω=()212k K π+, 如图2所示。

将ωk 的两种取值代入式(2), 当ωk =2πk /K 时,()()()()211j 000e 1k k K P r kn K r p y nM x nM pK r h pK r π−−===⎧⎫⎪⎪−−+−⎨⎬⎪⎪⎩⎭∑∑ (3) 当ωk =2π(k+1/2) /K 时,()()()11j 00012j jj 2e ee ek K P p r p k n k r r K K y nM x nM pK r h pK r −−π==⎛⎞ππ−π+⎜⎟⎝⎠=⎡⎤−−+⋅⎣⎦∑∑ (4)图2 DFT 滤波器组的50%重叠设计Fig. 2 50% overlap design of DFT filter bank2.2 两级信道化结构宽带数字信道化接收机中, 接收机的瞬时带宽与ADC 的采样率成正比[1], 而每时刻接收机输入端脉冲信号的瞬时带宽总是在一个分析带宽B 内。

设复杂环境中单信号的频带区间按从窄到宽排列依次是[a 1,b 1],…,[a n ,b n ]。

对于多信号[a 1,b 1],…,[a k ,b k ], 令12min(,,,)k a a a a =", 12min(,,,)k b b b b =", 则分析带宽满足B b a −≥; 对于单信号{}1,2,,k n ∀∈",k k B b a −≥。

从接收机瞬时带宽、分析带宽和输入信号瞬时带宽3者之间的关系, 设定基于两级信道化的宽带数字接收机结构, 如图3所示。

先通过一级信道化对整个接收机瞬时带宽进行粗划分, 确定输入信号所在分析带宽的位置; 再由二级信道化对当前分析带宽所在的子信道实现频带细划分, 实现高的信道频率分辨率并完成多信号的频域分离。

从图3中可以看到, 一级信道化面对整个频段, 子信道带宽要大于一个分析带宽, 留有足够的频带冗余量使当前输入信号的瞬时带宽尽量落在一个信道内。

第7期基于两级信道化的宽带数字接收机结构·675 ·图3 两级信道化数字接收机结构Fig. 3 Architecture of digital receiver based on two-level channelization滤波器组重叠设计下[11], 即使是单载频信号落入图2中的阴影区域, 也会在相邻信道有输出, 造成单载频信号跨信道后, 信道检测输出一个虚假信号。

但是从奇偶两种滤波器排列的方式不难发现, 两种滤波器组彼此的通带和重叠带是对应的, 即位于偶型滤波器组重叠带的信号(可能会从两个相邻信道检测输出)一定位于奇型滤波器组的通带(从一个信道检测输出), 反之亦然。

根据信号落入滤波器通带时其幅度也比较大这一事实, 奇偶两路通过频带互补的方式经过信道检测可以确定接收到的信号是否是跨道信号。

经过一级信道化后, 二级信道化的处理对象就是输入信号所在的分析带宽, 信道数的选择应保证二级信道化子信道的带宽不小于最小的单输入信号瞬时带宽, 即不小于b1−a1。

3信道检测3.1一级信道化信道检测在一级信道化输出中, 信道检测以时域能量检测为主, 频域FFT检测为辅[12-13], 检测流程如图4所示。