实用的射频模拟电路基础知识

ωLRFC > (5 − 10) Ri
这里同样给出一个例子。工作频率为 100MHz, Ri = 1kΩ , LRFC 取值为多大？ 设 LRFC = 22 µH ,则 ωLRFC = 2π × 100 × 10 × 22 × 10
6 −6
(1-3)
≈ 13.8kΩ > 10 Ri ,满足要求。
显然, LRFC 选取 10μH 也能满足式(1-3)的要求。RFC 电感线圈的选取更加要 当心,主要原因有 二个,其一 ：RFC 电感线 圈是 用漆包 线或丝包 线 绕在铁氧体 磁棒 上而成(频率很 高时,是空心 线 圈),线圈之间存在有较大的分布电容,这些分布电容与 LRFC 一起形成了谐振回路,他的谐振频率 称自谐振频率。 工作频率低于自谐振频率,电感线圈才呈现感性,高于自谐振频率,电感线圈呈现 容性,等于自谐振频率时则呈现非常小的阻抗,工作频率接近自谐振频率或高于自谐振频率,RFC 根本不 能 用作与扼 流圈使 用;因此 ,RFC 的电感 量 愈小,绕匝匝 数愈 少,分布电容也小,自谐振 频 率高,工作频率也高。其二：RFC 中一般都要通过直流电流,通过的直流电流愈大,要求绕匝的线 径愈粗,绕制作的 RFC 电感量愈小。综上所述,RFC 的电感量选择在满足式 (1-3)的条件下,宁可 选择小的电感量。 图 1-5(d)是公用电源π型去耦合电路,C1,C2 的选择标准如下：
vi + VCC
RL RL RS
图 1-5 耦合电容、旁路电容及 RFC 电感值的选取
图。 电容 C 值的选取与 RF 电路的工作频率及使用场合有关。 图 1-5(a)中,输入电压 vi 在电容 C
3
及 Ri 上分压,电容 C 上分 得的电压必须远 小于 Ri 上分得 的电压,这样,耦合电容对交流 性能的 影响才可以头忽略不计(仅起隔离直流的作用)。由此,必须满足：
1
能下降。电路中的信号向外辐射造成了二个后果,RF 电路中的损耗增加及干扰环境中的其他 RF 电路。当然,第三种寄生耦合造成了环境中的 RF 电路(若干个)对本身 RF 电路的干扰。可以这样 说,RF 电路中产生的干扰及其他很多奇奇怪怪的效应都是这种互耦造成的。 例如,RF 电路中的放 大器很容易就成为了振荡器,而 RF 振荡器偏偏又不起振,或者振荡不稳定。互耦造成 RF 电路的 不稳定,或工作在临界稳定状态—亚稳定状态,当工作条件或环境温度发生变化时,电路即变为 不稳定状态。互耦效应在 dc 电路中及低频电路中是见不到的,或者是可以忽略的。 RF 电路的信号传输常常是从集中参数的观点出发的,双根线传输信号,其中一根线作为公共 参考线—地线。 地线作为信号电压公共的零电压点,又是信号电流的回线,又是有源器件直流电压 的参考点和直流电流的回线。因此,在构成 RF 电路时,地线的布局、尺寸、形状、连结等等是非 常重要的。当然,在低频电路时,电路中地线的布局也很重要。但是,在 RF 电路中,电路的尺寸己 处于导波波长 λ g 的同一量级。毫无疑义,地线的尺寸也是可以与 λ g 相比拟。这时,不能再认为直 流等电位的地线,交流电位也是相同的。这种交流电位的差异引起了寄生反馈(见图 1-2),同样的 造成电路不稳定和性能下降。
图 1-1 趋肤深度示意图
δ =
式中：
1 2πfσµ
(1-1)
f —频率,单位 Hz µ —导磁率,单位 亨利/米 σ —电导率,单位 s/米
式(1-1)清楚的告诉我们,随着频率的升高,电流愈趋向表面,这也是名词趋肤效应的来由。 RF 电路中发现的另外一个问题是信号很容易从电路内向外部和在电路内部之间辐射。这样, 造成了电路内部元件之间、电路与他的环境之间、他的环境与电路之间的互相耦合。这种耦合 又称之为寄生耦合,电路元件之间的耦合造成了 RF 电路中的寄生反馈,引起电路的不稳定及性
1 1 < RL ωC1 10
和
1 1 < RS ωC2 10
4
(1-4)
图 1-5(d)中的 RFC 电感量的选择原则如下：
ωLRFC > (5 − 10)
1 CC ω 1 2 C1 + C 2
•
1 μ•
10μБайду номын сангаас
220μF
•
+V CC1
(b)
+VCC2
+VCC1
0.1
+VCC
(c)
+VCC2
图 1-4 RF 电路中电源的去耦合
电源去耦电路中的电容(有时又称之为旁路电容)及 RFC 的正确使用,有时,是 RF 电路成败一 的电感值的正确选取是 RF 电路与系统设计工程师必须牢固而且熟炼的掌握的。这些值的选取, 其规律是和电源去耦电路中电容及 RFC 电感值选取的规律是一样的。 这里仅讨论电容及电感值的选取。 种类的选取,则需要更多的工程实践,更多的 RF 电路的经 验,这里不再讨论。从理论上讲,隔直电容、旁路电容的容量应满足 1 / ωC → 0 。显然,在任何 角频率 ω 下, C → ∞ 大,这在工程上是作不到的。 电容量究竟取多大是合理的呢？图 1-5(a),(b) 给出了隔直电容(多数情况下,这个电容又称为耦合电客)和旁路电容的使用简化
2
外一个问题。由于公用电源中每一个单元电路的交、直流分量都要通过电源。电源都是非理想 的,他具有内阻。通过这个公用内阻,把这些单元电路互相耦合在一起,当然,主要是指交流相互 耦合。就是由于这种另外类型的互耦,加据了 RF 电路的不 稳定 性。例如,在 RF 放大链电路中, 未级放大器的信号通过电源内阻,那怕耦合很少一点信号到第一级放大器中去,都会引起放大链 的不稳定—自振激振荡;又如在低噪声、高纯频谱频率源电路系统中,各振荡源通过电源内阻之 间的一点点耦合,都会使杂散指标急据恶化,如从-90dBc 恶化到-30dBc。RF 情况下,通过电源内 阻引起的互耦影响更是如此,这是由于 RF 电路中电源的分布参数(主要是分布电感)加据了互耦, 其二是 RF 电路常常处于亚稳定状态,电源内阻的影响立即导至电路的不稳定。 如何解决公共电源内阻引起的互耦问题呢？这就是 RF 电路中电源的去耦,他让每个单元电 路的交流分量自行构成回路,不通过公共电源的内阻。 图 1-4 给出了电源去耦的方法和电路。 图 1-4(a)是 RF 电路电源去耦合的一般方法,电路中使用了射频扼流圈(Radio Frequency Choke— RFC)和电容构成的低通型π去耦电路,每个 RF 单元由单元的电容构成闭合回路,RFC 起单元之间 的隔离作用,这样,就去除了单元之间的耦合。 图 1-4(b)是实际的二级不同电压功率放大器电源 供电电路,使用了稳压二极管改变供电电压。图 1-4(c)是另外的一种实际二级同电 压功率放大 器供电电路,电路中,使用电阻代替 RFC。还有很多种电源去耦的方法,这里不再一一列举。
RF单元1 RF单元2
L
RF单元n
+VCC
10 μ
•
+VCC1
μ 1
•
RFC
• •
1μ
+VCC2 LL
0.1
•
+VCC
0.1 1 μ
+VCCn
RFC 1μ
• • •
82 0.1 1N4001 0.1
RFC
10μ
•
(a)
•
•
+13.6V
470μ
82
•
0.1
•
1N4001
•
220μF
0.1 33
•
1N4001
第一章 射频电子学基础
1-1 射频模拟电路概述 射频电路不同于其他电路,这是由于在较高的工作频率下,电路工作中的一些现象难于理解, 分布参数在影响着这些电路。分布参数—分布电容与引线电感,既看不见又摸不着。分布电容存 在于二个导体之间、导体与元器件之间、导体与地之间或者元件之间。引线电感,顾名思义是一 种元件间连接导线的电感,有时,也称之为内部构成电感。 这些分布参数的影响在直流和低频时是 不严重的。但是,随着频率的增加,影响越来越大。例如,在 VHF 和 UHF 频段,分布参数会影响接 收机前端调谐电路。因此,在这种调谐电路中,需要可调整的电容。 RF 频段介于集中参数频段与分布参数频段之间,集中参数频段可用 “路”的概念来分析,分布 参数则用“场”的概念来分析。RF 频段是一种相对概念,事实上,他与电路尺寸有关,电路尺寸只 要小于八分之一导波波长( λ g ),就可用路的概念来分析电路。18GHz 是公认的微波频率,但某公 司就完全用集中参数构成了这频段的压控振荡器 ,整个电路尺寸小于 1mm,用放大镜才可看到电 感线圈，这种微波压控振荡器完全可用路的概念来分析。上述分析说明：RF 电路既可用路的概 念分析问题,又可用分布参数概念—长线理论来分析,或者说,用“路”分析时，还要考虑分布参 数的影响。这样,给 RF 电路分析带来了复杂性、双重性。 在 RF 时,趋肤效应的影响很严重。术语“趋肤效应”是指这样一种事实：ac 电流流经导体 时趋向于导体外边部分,而 dc 电流流经整个导体。随着频率的升高,趋肤效应形成了一个较小的 导流带,结果,形成了大于 dc 电阻的 ac 电阻。根据分析,电流密度分布从表面起到导体中 心按 指 数规律迅速减小(图 1-1),定义趋肤深 度 δ 为电流密度降到表面电流密度 1/e=1/2.718=0.368 处的 临界深度。趋肤效应引起的最明显的影响就是引起信号传输途径中的损耗增加。
1 1 < Ri ωC 10
工作频率为 100MHz, Ri = 1KΩ ,C 的取值为这多大？ 设 C = 1000 PF , 1 / ωC = 1 /( 2π ⋅ 100 × 10 × 1000 × 10
6 −12
(1-2)
式(1-2)给出的仅是一个范围,真正的取值还是要依靠工程经验。下面给出一个例子：
RL • • •
图 1-2 地线上电位差引起的寄生反馈
RL •
克服 RF 电路中寄生反馈 的有效手段之一是屏蔽。所谓屏蔽就是把易引起 电磁辐射的元器 件用金属盒封蔽起来或者隔离开来,切断(或削弱)他们的电磁耦合途经,金属 外壳要妥然接地(见 图 1-3)。
图 1-3 屏蔽盒及接地
RF 电路中的另外一个重要问题是公用电源的去耦合问题。RF 有源电路中,必须提供电源。 一 般情况 下,系统中 使 用了很 多 种 类 的有 源器件,功 率晶 体 管,小 信号 放 大使 用 的晶 体 管 ,集 成芯 片,CPU,MMIC,等等,因此 ,供电电 源的种类繁多,如:+24V,+18V,+15V,+12V,+9V,+5V,+3.3V 及上述 种类的负电压。 但是,在设计 RF 电路及系统中,为了简化电路,提高电路及系统的可靠性要尽可能 的减少电源的种类。也就是说,在电路设计中,要选用供电电压相同的器件与集成芯片,换句话说, 这些有源器件共用一组电源—公用电源。电路与系统中若干个单元电路使用公共电源带来了另
≈ 10 / 6.28 ≈ 1.59 <<
1KΩ , 10
显然,1000PF 的取值是满足要求的。但是,如频率降为 1MHz,1/ωC =159Ω,式(1-2)的条件不满 足,或者频率不变,Ri 减小为 10Ω,式(1-2)的条件也不满足。上述分析充分说明,频率和与之相 关的输入电阻(阻抗) Ri 是选取电容值的关键指标,缺一不可。电容值的取值是大于某临界值即 可,并没有限定上限。例如上例中,取值为 10000PF、0.1μF、1μF、10μF 等等是否都可以,因 为这些值更满足要求,是否 C 的取值愈大愈好呢？答案是否定的。 C 值在较小电容的一定的取值 范围内是可以的,不是愈大愈好。 这是因为在一般情况下,电容值愈大的电容高频损耗愈大,很多 大容量的电容不允许应用于 RF 频段。而且,容量大的电容价格也高,从经济角度看,也没有这种 必要。但是,任何事情都不是绝对的。电子元器件的技术进步令人刮目相看。2006 年文献报导， 己研制出可用于频率高达 40GHz,容量为 1μF 的电容器,当然价格不菲。 射频扼流圈—RFC 在 RF 电路中同样起了举足轻重的作用。 理论上,RFC 对交流电流呈现无穷 大的阻抗,即 ωLRFC → ∞ ,对直流电流呈现的直流电阻为零,即直流电流畅通无阻。 RF 电路工程 中是做 不 到这些的,RFC 呈现有 限 的阻抗值,而且具 有直流电 阻,对流过 的直流电流的大小 有限 制。RFC 电感值的选取类似于隔直电容器容量的选择,应满足下式(见图 1-5(c))：