可变关断时间的PWM控制IC NCP1351
开关电源PWM控制器芯片设计
开关电源PWM控制器芯片设计开关电源是一种能将输入电源电压转换为所需电压的高效稳定电源。
PWM（脉宽调制）控制器芯片是开关电源中的关键部件，用于控制开关管的导通和截止时间，实现对输出电压的精确控制。
PWM控制器芯片设计主要包括以下几个方面：输入电压检测、过压保护、反馈控制、脉宽调制等。
首先，输入电压检测是保证开关电源输出稳定的关键步骤。
设计中需要加入一组电压检测电路，通过对输入电压进行采样和处理，用于后续控制电路的判断和调整。
其次，过压保护是在开关电源输出电压超出一定范围时采取的一种保护措施。
设计中需要加入一个过压保护电路，当设定的阈值被超过时，通过触发保护逻辑，使开关电源进入保护状态，以避免电源元件的损坏。
接着，反馈控制是保证开关电源输出电压稳定的重要环节。
设计中需要加入一个反馈电路，对输出电压进行采样，并与设定的目标值进行比较，通过调节开关管的导通和截止时间，实现对输出电压的精确控制。
最后，脉宽调制是PWM控制器芯片的核心功能。
设计中需要采用一种合适的调制方式，根据反馈电路信号来确定开关管的导通时间和截止时间，以实现对输出电压的精确控制。
常见的调制方式有固定频率脉宽调制（FPWM）和电流模式脉宽调制（CPWM）。
在设计过程中还需要考虑到芯片的功耗、线性度、稳定性等参数。
合理选择元件和搭建稳定可靠的电路，通过仿真和测试验证设计方案的正确性和有效性。
总结起来，开关电源PWM控制器芯片设计涉及多个方面，包括输入电压检测、过压保护、反馈控制、脉宽调制等。
通过合理选择元件和搭建稳定可靠的电路，实现对输出电压的精确控制，从而满足不同应用场景下的需求。
PWM控制原理范文
PWM控制原理范文PWM(脉宽调制)是一种控制技术，用于通过控制电平的脉冲宽度来控制电子设备的输出功率。
在PWM控制中，周期性方波信号的占空比会根据需要进行调整，从而实现对电子设备的精确控制。
PWM控制的核心是周期性方波信号。
该信号具有固定的周期，通常称为PWM周期。
在一个PWM周期内，方波信号会在高电平和低电平之间切换。
占空比则表示了高电平的时间与整个PWM周期的比例。
占空比越高，高电平的时间越长，输出功率也就越高。
通过改变PWM周期和占空比，可以控制电子设备的输出功率。
当PWM周期较长时，每个高电平的时间相对于整个周期的比例较小，输出功率也较低；反之，当PWM周期较短时，每个高电平的时间相对于整个周期的比例较大，输出功率也较高。
因此，通过调整PWM周期和占空比，可以实现对设备输出功率的精确控制。
PWM控制可以应用于各种电子设备中，如马达电机控制、LED亮度控制等。
以马达电机控制为例，PWM控制可以通过改变马达电机的输入电压的占空比来控制马达转速。
在低占空比下，马达转速较低，输出功率较小；而在高占空比下，马达转速较高，输出功率也较大。
通过精确调整占空比，可以实现对马达电机转速的精确控制。
在实际应用中，PWM控制通常借助于专门的PWM芯片或微控制器。
这些芯片或微控制器可以根据输入的控制信号，自动产生期望的PWM波形，并将其输出给被控设备。
借助这些芯片或微控制器，PWM控制可以更加简单和高效。
总结起来，PWM控制通过调整方波信号的周期和占空比，实现对电子设备输出功率的精确控制。
它在各种电子设备的控制中应用广泛，并通过专门的芯片或微控制器来实现。
NCP1351的原理和使用方法
Transformer Size
Pleak12LleaIkpea2kFsw
FOT大幅提高轻载能效
FOT dramatically improves light load efficiency
议程Agenda
1. 当前水准：准谐振和固定频率
State of the art: quasi resonant and fixed frequency
满载能效
Full Load Efficiencies
工作模式
Operating mode
变压器尺寸
Transformer Size
电磁干扰 EMI
正常 Normal
最佳 Best
连续导电模式/非连续 边界导电模式 导电模式CCM/DCM BCM (Borderline)
正常 Normal
较大 Larger
longer) to deliver the necessary outp-u50t.0 power:
4.68m
4.71m
4.73m
4.76m
4.68m
•
频率4最.71m高时提供4.7的3m 功率最大4.76mMaximum4P.78omwer
is
delivered
time in seconds
at maximum
7. 面向快速简单的固定导通时间设计的资源
Resources for quick and easy fixed on time designs
3.30
id ra inin a m p e r e s id ra inin a m p e r e s
idrain 2 vdrain
2.30
P lo t1
常用pwm控制芯片
常用pwm控制芯片PWM（Pulse Width Modulation）是一种常用的电子信号调制技术，用于实现对电子系统中的电压或电流进行精确控制。
常用的PWM控制芯片有很多种，下面将介绍几种常用的PWM 控制芯片。
1. NE555芯片NE555是一种经典的定时器和脉冲宽度调制（PWM）控制芯片。
它具有简单、易用、稳定等特点，可广泛应用于各种电子设备中。
NE555芯片通过改变电压来实现PWM控制，它的输出信号的占空比（高电平时间与周期的比值）可以通过调整芯片上的电阻和电容来精确地控制。
2. SG3525芯片SG3525是一种专门用于开关电源控制的PWM控制芯片。
它具有宽电压工作范围、高稳定性、高频率等特点，可以实现高效率、高精度的电源控制。
SG3525芯片通过对电阻和电容进行调节，可以实现不同频率和占空比的PWM信号输出。
3. TLC5940芯片TLC5940是一种16通道的PWM控制芯片，主要用于LED灯控制。
它具有灵活的控制功能和高分辨率的PWM输出，可以实现对LED灯的亮度和颜色进行精确的控制。
TLC5940芯片通过串行数据输入和数据锁存来实现PWM控制，在应用中可以灵活控制各通道的亮度和颜色。
4. MCPWM芯片MCPWM（Motor Control PWM）是一种专用于电机控制的PWM控制芯片。
它具有高速、高精度的PWM输出和多种保护功能，可以实现对电机的速度、位置和转向进行精确控制。
MCPWM芯片通过编程控制寄存器中的参数来实现PWM控制，可以满足不同种类电机的控制需求。
5. DRV8305芯片DRV8305是一种集成型的三相电机驱动器芯片，具有PWM控制功能。
它可以实现对三相电机的速度、转向和刹车等功能进行精确控制。
DRV8305芯片内部集成了PWM控制器、MOSFET驱动器、过流保护和过温保护等功能，简化了电机控制系统的设计和组装。
总结：以上是几种常用的PWM控制芯片，它们具有不同的特点和应用领域。
pwm调光电路
PWM调光电路简介PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）是一种常用的电子调光技术，通过在一定时间内改变信号的脉冲宽度来控制电路的输出功率。
在此文档中，我们将介绍PWM调光电路的工作原理和应用场景。
工作原理PWM调光电路的核心是一个可调节占空比的脉冲信号发生器。
脉冲信号的占空比表示高电平状态所占的时间与一个周期的总时间的比例。
通过改变脉冲信号的占空比，可以控制输出功率的大小。
一般来说，PWM调光电路包含以下几个主要组成部分：1.脉冲信号发生器：用于产生PWM信号的电路。
现代PWM调光电路中，常使用微控制器或专用IC来实现脉冲信号发生器。
发生器可根据控制信号来调节脉冲的占空比。
2.功率调节电路：用于调节输出功率的电路。
功率调节电路接收PWM脉冲信号，并根据信号的占空比来调节工作装置（如灯具或电机）的电压、电流或频率，从而实现调光或调速效果。
3.控制信号源：用于提供PWM调光电路的控制信号的电路或设备。
控制信号源可以是人为输入的信号（如旋钮、按钮等），也可以是其他传感器的输出信号（如光线传感器、温度传感器等）。
应用场景PWM调光电路在很多领域都有广泛的应用，以下是一些常见的应用场景：家庭照明家庭照明系统中常使用PWM调光电路来实现灯具的亮度调节。
通过改变PWM信号的占空比，可以控制灯光的亮度。
对于白炽灯、荧光灯和LED等不同类型的光源，可以使用不同的功率调节电路来适配。
工业自动化工业自动化设备中，PWM调光电路可以用于调节电机的转速。
通过改变PWM信号的占空比，可以调节电机的供电电压或频率，从而实现精确的调速效果。
这在自动化生产线、机器人和工业机械等领域中非常常见。
汽车电子汽车电子系统中，PWM调光电路广泛应用于内部照明、车灯和显示屏等设备的调光。
通过调节PWM信号的占空比，可以控制车灯的亮度和照明系统的功率，从而提升能效和亮度调节的灵活性。
能源管理在能源管理领域，PWM调光电路可以用于太阳能发电系统中的最大功率点追踪（MPPT）控制。
常用pwm控制芯片及电路工作原理
常用pwm控制芯片及电路工作原理常用PWM控制芯片及电路工作原理一、引言脉宽调制（PWM）是一种常用的电子技术，用于控制电子设备的输出信号的占空比。
常见的PWM控制芯片和电路广泛应用于各个领域，如电机驱动、LED亮度控制、音频放大等。
本文将介绍几种常用的PWM控制芯片及其工作原理。
二、常用PWM控制芯片和电路1. NE555NE555是一种经典的PWM控制芯片，被广泛应用于各种电子设备。
其工作原理基于一个比较器和一个RS触发器构成的控制电路。
NE555通过调节电阻和电容的值，可以实现不同的调制周期和占空比。
2. ArduinoArduino是一种开源的单片机平台，它内置了PWM功能，可以通过编程来控制输出的PWM信号。
Arduino的PWM输出信号是通过改变数字输出引脚的电平和占空比来实现的。
通过编写代码，可以轻松地控制PWM信号的频率和占空比。
3. 555定时器与MOS管这种PWM控制电路的原理是利用NE555定时器和MOS管组成的开关电路。
NE555定时器负责产生固定频率的方波信号，而MOS管则根据方波信号的占空比进行开关控制。
通过调节NE555的电阻和电容值，可以实现不同的PWM频率和占空比。
4. 软件PWM软件PWM是通过编程实现的一种PWM控制方式，主要用于一些资源有限的单片机系统。
它通过周期性地改变输出引脚的电平和占空比来模拟PWM信号。
软件PWM的实现原理是使用定时器中断来触发状态改变，并通过软件计数器来控制占空比。
三、PWM控制原理PWM控制的基本原理是通过改变信号的占空比来控制输出的平均功率。
占空比是指PWM信号高电平的时间与一个周期的比值。
例如，如果一个PWM信号周期为1ms，高电平时间为0.5ms，则占空比为50%。
占空比越大，输出信号的平均功率越大。
PWM控制的工作原理是利用开关的方式，将输入电压分成若干个短时间段的高电平和低电平。
通过不同的高低电平时间比例，可以调节输出信号的平均功率。
PWM控制原理范文
PWM控制原理范文PWM（Pulse Width Modulation）即脉冲宽度调制，是一种常用的控制电流、电压或功率的技术。
通过改变信号的脉冲宽度，可以实现对电路元件的控制。
PWM控制原理广泛应用于电力电子、自动控制系统、通信系统等领域。
PWM控制原理的基本思想是通过控制信号的占空比，来控制目标系统的输出。
占空比是脉冲信号的高电平时间与一个脉冲周期的比值。
通常情况下，脉冲周期是固定的，只有高电平时间可以改变。
通过改变高电平时间的比例，可以实现对目标系统的控制。
PWM控制可以分为两种基本类型：高标准偏差（一周期内高电平时间较短）和低标准偏差（一周期内高电平时间较长）。
高标准偏差控制可以用于减小均方根误差，提高输出波形质量。
低标准偏差控制则可以用于快速控制和快速响应。
1. 确定脉冲信号的周期和基准电平。
脉冲周期通常取固定的时间单位，例如1ms或1μs。
基准电平是指脉冲信号的低电平。
2.确定目标系统的控制量。
目标系统可以是一个电机、一个电阻、一个照明设备等等。
根据具体的应用需求，确定需要控制的量，例如电流、电压、功率等。
3.设计控制电路。
根据目标系统的控制要求，设计相应的控制电路。
通常，PWM控制的核心是一个比较器和一个计数器。
4.产生PWM信号。
通过比较器和计数器，产生PWM信号。
比较器将输入信号与计数器的值进行比较，根据比较结果生成PWM信号。
当输入信号大于计数器的值时，输出高电平；当输入信号小于计数器的值时，输出低电平。
5.控制输出。
将PWM信号送入目标系统，控制其输出。
根据PWM信号的高电平时间，调整目标系统的输出。
通常情况下，高电平时间越长，输出越大；高电平时间越短，输出越小。
6.反馈控制。
通过反馈信号，实现闭环控制。
将目标系统的输出与控制信号进行比较，根据比较结果对控制信号进行调整，实现目标系统的稳定控制。
1.高效率：能够通过改变脉冲宽度来实现对目标系统的有效控制，从而提高系统的效率。
可变关断时间的PWM控制IC NCP1351
固定导通时间的PWM控制IC-NCP1351 NCP1351是ONSEMI公司新推出的一款改变关断时间的小功率脱线反激变换控制IC，是目前成本最低，符合最新节能标准的电流型PWM控制器。
基于固定峰值电流技朮，此控制器随负载变轻而降低开关频率，结果用NCP1351控制的AC/DC提供了极好的空载损耗，在其它负载条件下也有极佳的转换效率。
当频率降低时，峰值电流大幅度减小到最大峰值的30%，以防变压器的机械谐振，音频噪音的风险极大地减小，保持了极好的待机功耗及性能。
外部调节时间的执行器监视IC的反馈活动，并保护电源防止短路或过载，一旦定时消去，NCP1351即停止开关，并锁住（A版本）或去重新起动（B版本）。
内部电路结构特色以最佳的安排，允许最低的起动电流，功能参数此时设计成极低待机功耗的电源，负向电流检测技朮减小了控制器工作的开关噪声，提供给用户可选择的有最大峰值电流（流过Rsense的），以此可将待机功耗最小化。
最后，滤波电容上的输入纹波确认自然频率，将锯齿状EMI信号弄模糊，便于通过。
总结其特色如下：* 准固定T ON，改变Toff的电流型控制。
* 极低的起动电流消耗。
* 峰值电流压缩技朮减少变压器噪声。
* 既可以在初级侧也可以在次级侧作稳压控制。
* OTP，OVP保护。
* 调节电流检测电阻的峰值电压。
* 自然频率抖动，用于改善EMI。
* 外部过功率保护（OPP）。
* 极低待机功耗。
* 芯片内部的过热保护（OTP）。
主要用于新一代PC待机电源，打印机电源及适配器，充电器等。
NCP1351典型应用电路如图1。
NCP1351 的PIN脚功能说明如下：图1 NCP1351的典型应用电路1PIN FB反馈输入，当向内射入电流时降频。
2PIN C T设置振荡频率，外接C T到GND设置最高工作频率。
3PIN CS电流检测输入。
4PIN GND公共端。
5PIN DRV驱动输出，驱动外部功率MOSFET。
6PIN Vcc IC供电端子，最高电压达28V。
NCP1351的原理和使用方法
固定导通时间(FOT)–工作原理
Fixed On Time (FOT) – Principle of Operation
Pout , DCM 1 Lp I peak 2 Fsw 2
1 Lp I peak 2 I valley 2 Fsw 2
Pout ,CCM
峰值电流通过控制器来保持恒定 the peak current is kept constant by the
工作模式
Operating mode
变压器尺寸
Transformer Size
连续导电模式/非连续 边界导电模式 导电模式CCM/DCM BCM (Borderline) 正常 Normal 较大 Larger 正常 Normal 较小 Smaller
电磁干扰 EMI
必须提升宽输出负载范围下的能效 Must improve the efficiency for a wide output load range 必须改善待机能耗 Must improve the standby
面向快速简单的固定导通时间设计的资源
Resources for quick and easy fixed on time designs
10
控制拓扑结构比较 Control Topology Comparison
固定开关频率
Fixed Fsw
准谐振
Quasi resonant
idrain
2 v drain
2.30
1 idrain 2 v drain
固定导通时间(FOT)–工作原理
1.30
Fixed On Time (FOT) – Principle of Operation
采用NCP1351控制器实现开关电源电路的设计-设计应用
采用NCP1351控制器实现开关电源电路的设计-设计应用由于拥有较高的效率和较高的功率密度，开关电源在现代电子系统中的使用越来越普及。
特别是随着控制芯片的应用，开关电源的电路设计得到了极大的简化，往往只需要在脉宽调制（PWM）控制芯片的基础上再加一些外围器件即可组成开关电源，这更加促进了开关电源的设计和发展。
从种类来看，开关电源主要包括交流-直流（AC-DC）转换器和直流-直流（DC-DC）转换器两大类型。
前者是将输入为50/60Hz的交流电经过整流、滤波等步骤将其转换为直流电压，后者广泛用于对系统中的直流电源进行转换和分配。
根据拓扑结构的不同，DC-DC转换器包括降压（Buck）、升压（Boost）、降压-升压（Buck-Boost）、反激（Flyback）、正激（Forward）、推挽（Push-Pull）、半桥（HB）和全桥（FB）等不同类型。
不同类型DC-DC转换器的特点各不相同，并且往往有着不同的适用领域。
例如，降压、升压和降压-升压转换器非常适合于无需电气隔离的低压控制应用，而反激式转换器则非常适合多输出、高电压的电源应用，这些应用中使用的离线式开关电源工作在110V/220V主电源，并通过使用变压器来取代滤波电感从而实现电气隔离。
对于离线式开关电源而言，低成本是它的一个重要目标。
对于其中所用的PWM控制器而言，设计人员可以选择不同的架构，如固定频率（FF）和准谐振（QR）等。
对于前者而言，它的开关频率固定，其轻载能效和满载能效都处于正常范围，工作模式方面可以是连续导电模式（CCM）或非连续导电模式（DCM）。
对于后者而言，它的开关频率可变，其满载能效，但在轻载时则由于谷底跳变问题（噪声），它的工作模式是边界导电模式（BCM，亦称临界导电模式，CRM）。
在变压器尺寸方面，固定开关频率架构属于正常，而准谐振架构则较大；但准谐振架构的电磁干扰较小，而固定开关频率架构则较大。
对于这两种架构而言，都面临着相同的问题，就是必须提升在更宽输入负载范围下的能效，并改善待机能效。
pwm控制技术介绍
pwm 控制技术介绍
PWM（Pulse Width ModulaTIon）控制技术就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波
形（含形状和幅值）。
面积等效原理是PWM 技术的重要基础理论。
一种典型的PWM 控制波形SPWM：脉冲的宽度按正弦规律变化。
而和正弦波等效的PWM 波形称为SPWM 波。
脉宽调制（PWM，Pulse Width ModulaTIon）是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通
信到功率控制与变换的许多领域中。
PWM 是一种对模拟信号电平进行数字
编码的方法。
通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个
具体模拟信号的电平进行编码。
pwm 控制技术特点
开关电源一般都采用脉冲宽度调制（PWM）技术，其特点是频率
高、效率高、功率密度高、可靠性高。
然而，由于其开关器件工作在高频通
断状态，高频的快速瞬变过程本身就是一电磁骚扰（EMD）源，它产生的EMI 信号有很宽的频率范围，又有一定的幅度。
若把这种电源直接用于数字
设备，则设备产生的EMI 信号会变得更加强烈和复杂。
安森美产品系列
可调跳周期 与锁存
结构图
软跳周期 基于定时器短路 保护
双打嗝式故障 负载瞬态检测器
补偿斜坡 热关断
最大占空比 限制
频率 抖动
8
Hui Yu 2007.5.23
启动与软启动
9
Hui Yu 2007.5.23
内置启动 FET
反激辅助线圈在正常条件下提供偏置 电压以降低能耗
15
Hui Yu 2007.5.23
斜坡电流 Iramp
斜坡电流是三角形电流，80% 的开关周期内从 0 uA 上升到 100 uA 。 该电流通过低于 1000 Ω 的电阻 Rramp （如 500 Ω ），在调制中将补 偿斜坡施加到 VCS 上。这可提高电流模式调节的稳定性。 如 Rramp 为零，则 uA 级斜坡电流仅通过低于1 Ω 的电阻 RCS（如 0.2 Ω ），这样补偿斜坡会非常小，可以忽略不计。
☺ 启动顺序良好， ☺
☺
☺ 无噪声 ☺从无负载到正常
无损耗 减少元件数量
工作模式快速恢复
☺ 提高设计 ☺ 适合占空比 ☺ 减少元件 降低 灵活性 大于 50% MOSFET 数量 （可用于各种） 的应用 压力及噪声 ☺ 安全可靠的 保护机制 元件
设计灵活性
更小的低成 本滤波器
市场与应用
• • •
消费类电子产品 (DVD 播放器、机顶盒、电视机等) PSU 适配器 开放式电源
√
23V 无 √ 无 18 V 7.7～12.6 V （典型值） 500 mA 800 mA 无 内部
√
165°C （典型值） SOIC8、SOIC7 及 PDIP-7
5
Hui Yu 2007.5.23
基于NCP1351B的脑电采集仪的电源设计与研究
基于ＮＣＰ１３５１Ｂ的脑电采集仪的电源设计与研究作者：胡叶容吴朋周建芳罗晓曙来源：《现代电子技术》2008年第08期摘要：NCP1351B是一款新型低功耗、离线式电流模式控制芯片。
该芯片保护功能完善，同时具有良好的待机能耗。
对芯片的2个重要特性待机工作模式和负电流检测技术进行研究和分析；利用这2个特性设计脑电采集仪的电源。
实际生活中要求脑电采集仪在空闲时自动进入待机工作模式，一旦开始工作时，迅速进入正常工作状态，这就要求电源有良好的待机能耗。
实验结果表明，基于NCP1351B的脑电采集仪电源的带负载能力强、稳定性好、输出峰峰杂音小，同时具有很低的待机能耗，达到了节能目的。
关键词：NCP131B；待机工作模式；负电流检测技术；脑电采集仪中图分类号：TN41;TP33文献标识码：A文章编号：1004-373X(2008)08-022-[JZ]Supply Ba(1.College of Physics and Electronic Engineering,Guangxi NormalAbstract：The NCP1351B is a new currentmode controller with low power consumption.This chip has perfect protection function and low power consumption.Two important features (standy operation mode and the negative sensing technique) are introduced.Finally,a power supply for EEG acquisition instrument based on NCP1351B is presented.In real life,it requires EEG acquisition instrument can switch to a standy operation mode during idle time automatically,once start to work,it can go back into normal working state quickly.so powerefficient is desired.Testified by the experiment,this power supply with NCP1351B for EEG acquisition instrument has strong loadKeywords：NCP1351B;standy operation mode;negative sensing technique;EEG acquisition1 引言随着全球能源危机的加深，人类节能环保意识不断加强，解决能源的浪费问题需求日趋迫切。
PWM控制电路的基本构成与工作原理
PWM控制电路的基本构成与工作原理PWM（脉宽调制）是一种通过控制信号的脉宽来调节输出信号平均电压或功率的技术。
PWM控制电路主要由三个部分组成：比较器、计数器和数据寄存器。
比较器是PWM控制电路的核心部分，主要用于产生PWM信号。
它通过与一个参考电压进行比较，并生成一个脉冲信号，其中脉冲的宽度与参考电压的大小成比例。
比较器可以使用电压比较器、运算放大器或专用集成电路来实现。
计数器是用于计数时钟脉冲的器件，主要用于确定PWM信号的周期。
计数器可以采用可编程计时器、实时钟或专用的PWM计数器。
数据寄存器用于存储参考电压的数值，以及控制信号的周期。
控制信号周期长度由寄存器中的数值决定。
数据寄存器通常是可编程的，以便根据需要进行调整。
1.初始化：首先，将数据寄存器置于初始状态，设置参考电压的数值和控制信号的周期长度。
2.比较器比较：当计数器开始计数时，比较器将脉冲信号与参考电压进行比较。
如果脉冲信号的电平高于参考电压，比较器将输出高电平；否则，比较器将输出低电平。
3.输出信号控制：根据比较器的输出，控制输出信号的占空比。
如果比较器输出高电平，输出信号将保持高电平状态；如果比较器输出低电平，输出信号将保持低电平状态。
4.脉冲信号计数：继续计数，当计数器达到设定的周期长度时，重新开始计数。
周期长度决定了PWM信号的频率。
5.参考电压更新：根据需要更新参考电压的数值。
更改参考电压可以调整输出信号的平均电压或功率。
1.高效率：由于输出信号只在高电平和低电平之间切换，功率损失较小，相比于线性调制方式更加高效。
2.精确性：PWM控制电路可以通过调整参考电压和周期长度来精确地控制输出信号的电平和频率。
可以根据需要进行微调，满足不同的应用需求。
3.稳定性：PWM控制电路具有较高的稳定性，对于外界环境的扰动和干扰具有较强的抗干扰能力。
4.适应性：PWM控制电路可以应用于各种不同的电子设备和系统中，包括电机驱动、LED调光、电源调节等领域。
基于NCP1351B的光伏并网逆变器辅助电源的设计
基于NCP1351B的光伏并网逆变器辅助电源的设计蒋晓明;曾德志;黄丹;赵基建【摘要】设计辅助电源应用于DSP控制的光伏并网逆变器.为满足多路输出、输入电压范围宽(80～550 V DC)、稳定可靠、效率高等要求,采用了基于NCP1351B的双管反激式开关电源.介绍了该开关电源的设计过程和参数计算方法,论述了双管反激变换电路、多输出变压器、反馈电路及稳压电路的设计.设计的辅助电源已经用于光伏逆变器上,运行稳定可靠.实验结果证明了设计方法的正确性.【期刊名称】《电源技术》【年(卷),期】2016(040)001【总页数】4页(P141-143,228)【关键词】开关电源;双管反激变换器;可变关断时间的PWM控制器;NCP1351B 【作者】蒋晓明;曾德志;黄丹;赵基建【作者单位】广东省自动化研究所,广东广州510070;广东省自动化研究所,广东广州510070;广东省自动化研究所,广东广州510070;广东省自动化研究所,广东广州510070【正文语种】中文【中图分类】TM4642 kW光伏并网逆变器，需要一个辅助电源来对它的控制、采样、驱动和保护电路供电，它的输入电压直接引自于光伏电池阵列80～550 V DC，输出为+15、+12、+7、－12 V DC。
反激式开关电源具有诸多优点，如体积小、稳压范围宽、便于实现多路输出，因而优先选择。
但是根据其工作原理可知，开关管在关断期间承受比较高的电压，约为两倍输入电压，当输入电压较高时，对开关管的耐压性能是一个比较大的挑战。
双管反激式变换器能很好地解决这个问题，钳位二极管的存在，使任一开关管的最大电压都不会超过最大直流输入电压[1]。
另外，这种拓扑结构具有更高的工作效率[2]。
芯片NCP1351B具有良好的待机能耗和完善的保护功能，大大简化了控制电路的外围电路设计。
所以，本文设计了基于NCP1351B的双管反激式开关电源。
1.1 主电路的工作原理本设计的主电路双管反激式拓扑结构如图1所示(仅以多路输出的其中一路为例)。
电源适配器
电源适配器课题设计报告1．阐述背景：电源适配器（Power adapter）是小型便携式电子设备及电子电器的供电电源变换设备，一般由外壳、电源变压器和整流电路组成，按其输出类型可分为交流输出型和直流输出型；按连接方式可分为插墙式和桌面式。
广泛配套于电话子母机、游戏机、语言复读机、随身听、笔记本电脑、蜂窝电话等设备中。
在电源适配器（下面称adapter）的标签上面一般会有几项是需要注意的。
第一，是adapter的型号，例如这颗adapter的型号是XVE-120100，它告诉了我们几个信息，就是它的厂商、主要参数等，XVE开头的一般就是##公司代号，120100就是说明这个adapter是12W的，050200的就是10W的；第二就是adapter的INPUT（输入），在中国通用的一般是100-240V~50-60Hz，这说明这颗adapter可以在100V-240V的电压下面正常工作；第三就是adapter的OUTPUT(输出)，两个数字可以很快速的算出这个adapter得瓦数，例如这个adapter，电压12V*电流1A=12W（功率），说明这个电源就是12W的adapter。
多数笔记本电脑的电源适配器可以适合用于100～240V交流电(50/60Hz)。
基本上大部份的笔记本电脑都把电源外置，用一条电源线和主机连接，这样可以缩小主机的体积和重量，只有极少数的机型把电源内置在主机内。
在电源适配器上都有一个铭牌，上面标示着功率·，输入输出电压和电流量等指标，特别要注意输入电压的范围，这就是所谓的“旅行电源适配器”，如果到市电电压只有110V的国家时，这个特性就很有用了，有些水货笔记本电脑是只在原产销售的，没有这种兼容电压设计，甚至只有110V的单一输入电压，在我国的220V市电。
2.研究的对象和内容输出安规型号直流电压5V 7.5V 9V 12V 15V 18V24V 额定电流 2.0A 1.6A1.33A1.0A 0.8A0.67A.5A10 ~ 12W交流-直流插墙式单输出电源适配器[1]系列型号 1 2 3 4 5 6 7电流范围0 ~2.0A 0 ~1.6A0 ~1.33A0 ~1.0A0 ~0.8A0 ~0.67A~5A额定功率10W 12W 12W 12W 12W12.06W 1 2 W纹波与噪声(最大)备注2 75mVp-p90mVp-p90mVp-p120mVp-p150mVp-p180mVp-p2mVp-p电压调整范围5 ~6v6 ~8v8 ~11v11 ~13v13 ~16V16 ~21V21~27V 固定的电压精度备注3 ±5.0%±4.0%±4.0%±3.0%±3.0%±3.0%±3.%线性调整率备注4 ±1.0%±1.0%±1.0%±1.0%±1.0%±1.0%±1.%负载调整率备注5 ±5.0%±4.0%±4.0%±3.0%±3.0%±2.0%±2.%启动,上升,保持时间500ms,20ms,30ms/230VAC500ms,20ms,10ms/115VAC(满载时)输入电压范围90 ~ 264VAC或135 ~ 370VDC频率范围47-63Hz效率(Typ) 76%78.5%78.5%78.5%80% 80%8.5% 交流电流0.31A/115VAC 0.16A/230VAC浪涌电流（最大）25A/115VAC 45A/230VAC(冷启动)漏电流（最大）0.25mA/240VAC保护过温度备注6晶体内部接点温度超过140℃,启动过温度保护保护模式:关闭输出电压,温度下降后自动恢复过负载5V:大于额定输出功率105%; 7.5 ~ 48V:大于额定输出功率110%保护模式:打嗝模式,负载异常条件移除后可自动恢复过电压额定输出功率的115% ~ 135% 保护模式:二极管钳位环境工作温度0 ~ +50℃工作湿度20 ~ 90%RH,无冷凝储存温度、湿度-20 ~ +85℃,10 ~ 95%RH温度系数±0.03%/℃(0 ~ 40℃)耐振动10 ~ 500Hz,2G10分钟/周期,X、Y、Z轴各60分钟安规和电磁兼容(备注8) 安全规范EN60950-1认证通过耐压I/P ~ O/P:3KVAC绝缘阴抗I/P ~ O/P:100M Ohms/500VDC/25℃/70%RH电磁兼容发射符合EN55022,EN61204-3,EN61000-3-2,3,FCCPart15 class B电磁兼容抗扰度符合EN61000-4-2,3,4,5,6,11,A级轻工业标准其它MTBF ≥1414.6Khrs MIL-HDBK-217F(25℃)连接器插头可依据客户需求定制配线可依据客户需求定制3．研究的目的和意义电源适配器产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、医疗设备、半导体制冷制热，电子冰箱，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱和仪器类等领域。
NCP1351中文资料
NCP1351Product PreviewVariable Off Time PWM ControllerThe NCP1351 is a current−mode controller targeting low power off−line flyback Switched Mode Power Supplies (SMPS) where cost is of utmost importance. Based on a fixed peak current technique (quasi−fixed T ON), the controller decreases its switching frequency asthe load becomes lighter. As a result, a power supply using the NCP1351 naturally offers excellent no−load power consumption, while optimizing the efficiency in other loading conditions. When the frequency decreases, the peak current is gradually reduced down to approximately 30% of the maximum peak current to prevent transformer mechanical resonance. The risk of acoustic noise is thus greatly diminished while keeping good standby power performance. An externally adjustable timer permanently monitors the feedback activity and protects the supply in presence of a short−circuit or an overload. Once the timer elapses, NCP1351 stops switching and stays latched for version A, and tries to restart for Version B.The internal structure features an optimized arrangement which allows one of the lowest available startup current, a fundamental parameter when designing low standby power supplies.The negative current sensing technique minimizes the impact of the switching noise on the controller operation and offers the user to select the maximum peak voltage across his current sense resistor. Its power dissipation can thus be application optimized.Finally, the bulk input ripple ensures a natural frequency smearing which smooths the EMI signature.Features•Quasi−fixed T ON, Variable T OFF Current Mode Control •Extremely Low Current Consumption at Startup•Peak Current Compression Reduces Transformer Noise •Primary or Secondary Side Regulation•Dedicated Latch Input for OTP, OVP •Programmable Current Sense Resistor Peak V oltage •Natural Frequency Dithering for Improved EMI Signature •Easy External Over Power Protection (OPP)•Undervoltage Lockout•Very Low Standby Power via Off−time Expansion •Internal Temperature Shutdown•SOIC−8 PackageTypical Applications•Auxiliary Power Supply•Printer, Game Stations, Low−Cost Adapters•Off−line Battery ChargerThis document contains information on a product under development. ON Semiconductor reserves the right to change or discontinue this product without notice.SOIC−8D SUFFIXCASE 7511MARKING DIAGRAMPIN CONNECTIONSx= A, B, C, or D OptionsA= Assembly LocationY= YearWW= Work WeekG= Pb−Free DeviceFB TIMERCtCSGNDLATCHVCCDRV(Top View)Device Package Shipping†ORDERING INFORMATIONNCP1351ADR2G SOIC−8(Pb−Free)2500 / Tape & Reel†For information on tape and reel specifications, including part orientation and tape sizes, please refer to our T ape and Reel Packaging Specifications Brochure, BRD8011/D.NCP1351BDR2G SOIC−8(Pb−Free)2500 / Tape & ReelFigure 1. Typical Application CircuitPIN FUNCTION DESCRIPTIONPin N°Pin Name Function Pin Description 1FB Feedback Input Injecting Current in this Pin Reduces Frequency2Ct Oscillator Frequency A capacitor sets the maximum switching frequency at no feedback current 3CS Current Sense Input Senses the Primary Current4GND––5DRV Driver Output Driving Pulses to the Power MOSFET6V CC Supply Input Supplies the controller up to 28 V7Latch Latchoff Input A positive voltage above V LATCH fully latches off the controller 8Timer Fault Timer Capacitor Sets the time duration before fault validationINTERNAL CIRCUIT ARCHITECTUREFigure 2. A Version (Latched Short−Circuit Protection)FBCtCSGNDCCFBCtCC CSGNDFigure 3. B Version (Auto−recovery Short−Circuit Protection)MAXIMUM RATINGSSymbol Rating Value UnitV SUPPLY Maximum Supply on V CC Pin 6−0.3 to 28VI SUPPLY Maximum Current in V CC Pin 620mAV DRV Maximum Voltage on DRV Pin 5−0.3 to 20VI DRV Maximum Current in DRV Pin 5$400mAV MAX Supply Voltage on all pins, except Pin 6 (V CC), Pin 5 (DRV)−0.3 to 10VI MAX Maximum Current in all Pins Except Pin 6 (V CC) and Pin 5 (DRV)$10mAI FBmax Maximum Injected Current in Pin 1 (FB)0.5mAR Gmin Minimum Resistive Load on DRV Pin33k WR q JA Thermal Resistance Junction−to−Air200°C/W T JMAX Maximum Junction Temperature150°C Storage Temperature Range−60 to +150°CESD Capability, Human Body Model V per Mil−STD−883, Method 30152kVESD Capability, Machine Model200VStresses exceeding Maximum Ratings may damage the device. Maximum Ratings are stress ratings only. Functional operation above the Recommended Operating Conditions is not implied. Extended exposure to stresses above the Recommended Operating Conditions may affect device reliability.NOTE:This device contains latchup protection and exceeds 100 mA per JEDEC Standard JESD78.Electrical Characteristics (For typical values T J = 25°C, for Min/Max Values T J = −25°C to +125°C, Max T J = 150°C, V CC = 12 V unless otherwise noted)Symbol Rating Pin Min Typ Max Unit SUPPLY SECTION AND V CC MANAGEMENTVCC ON V CC Increasing Level at Which Driving Pulses are Authorized6151822V VCC STOP V CC Decreasing Level at Which Driving Pulses are Stopped68.38.99.5V VCC HYST Hysteresis Vcc ON − Vcc STOP66−−V V ZENER Clamped V CC When Latched off / Burst Mode Activation6−6−V ICC1Startup Current6−−10m A ICC2Internal IC Consumption with I FB = 50 m A, F SW = 65 kHz and C L = 06− 1.0 1.8mA ICC3Internal IC Consumption with I FB = 50 m A, F SW = 65 kHz and C L = 1 nF6− 1.6 2.5mA ICC LATCH Current Flowing into V CC pin that Keeps the Controller Latched620−−m A CURRENT SENSEI CSmin Minimum Source Current (I FB = 90 m A)T J = 0°C to +125°C3617075m AI CSmin Minimum Source Current (I FB = 90 m A)T J = −25°C to +125°C3587075m A I CSmax Maximum Source Current (I FB = 50 m A)T J = 0°C to +125°C3251270289m A I CSmax Maximum Source Current (I FB = 50 m A)T J = −25°C to +125°C3242270289m AV TH Current Sense Comparator Threshold Voltage3102035mV t delay Propagation Time Delay (CS Falling Edge to Gate Output)3−160300ns TIMING CAPACITORV OFFSET Minimum Voltage on C T Capacitor, I FB = 30 m A2475510565mV VCT MAX Voltage on C T Capacitor at I FB = 150 m A25−−VI CT Source Current (Ct Pin Grounded)2101112m A VCT MIN Minimum Voltage on C T, Discharge Switch Activated2−−20mV T DISCH C T Capacitor Discharge Time (Activated at DRV Turn−on)21m s V FAULT C T Capacitor Level at Which Fault Timer Starts A, B Versions20.40.50.6V FEEDBACK SECTIONV FB FB Pin Voltage for an Injected Current of 200 m A1−0.7−VI FAULT FB Current Under Which a Fault is Detected A, B versions1−40−m A I FBcomp FB Current at Which CS Compression Starts1−60−m AI FBred FB Current at Which CS Compression is Finished1−80−m A Drive OutputT r Output Voltage Rise−time @ CL = 1 nF, 10 − 90% of Output Signal5−90−ns T f Output Voltage Fall−time @ CL = 1 nF, 10 − 90% of Output Signal5−100−ns R OH Source Resistance5−80−W R OL Sink Resistance5−30−W V DRVlow DRV Pin Level at V CC Close to VCC STOP with a 33 k W Resistor to GND58.0−−V V DRVhigh DRV Pin Level at V CC = 28 V5161720V ProtectionI TIMER Timing Capacitor Charging Current81011.513m A V TIMER Fault Voltage on Pin 88 4.55 5.5V T TIMER Fault Timer Duration, C TIMER = 100 nF−−42−ms V LATCH Latching Voltage7 4.55 5.5VThe NCP1351 implements a fixed peak current mode technique whose regulation scheme implements a variable switching frequency. As shown on the typical application diagram, the controller is designed to operate with a minimum number of external components. It incorporates the following features:•Frequency Foldback: Since the switching period increases when power demand decreases, the switching frequency naturally diminishes in light load conditions. This helps to minimize switching losses and offers good standby power performance.•Very Low Startup Current: The patented internal supply block is specially designed to offer a very low current consumption during startup. It allows the use of a very high value external startup resistor, greatly reducing dissipation, improving efficiency and minimizing standby power consumption.•Natural Frequency Dithering: The quasi−fixed t ON mode of operation improves the EMI signature since the switching frequency varies with the natural bulk ripple voltage.•Peak Current Compression: As the load becomes lighter, the frequency decreases and can enter the audible range. To avoid exciting transformer mechanical resonances, hence generating acoustic noise, the NCP1351 includes a patented technique, which reduces the peak current as power goes down. As such, inexpensive transformer can be used without having noise problems.•Negative Primary Current Sensing: By sensing the total current, this technique does not modify the MOSFET driving voltage (V GS) while switching. Furthermore, the programming resistor, together withthe pin capacitance, forms a residual noise filter which blanks spurious spikes.•Programmable Primary Current Sense: It offers a second peak current adjustment variable, which improves the design flexibility.•Extended V CC Range: By accepting V CC levels up to 28 V, the device offers added flexibility in presence of loosely coupled transformers. The gate drive is safely clamped below 20 V to avoid stressing the driven MOSFET.•Easy OPP: Connecting a resistor from the CS pin to the auxiliary winding allows easy bulk voltage compensation.•Secondary or Primary Regulation: The feedback loop arrangement allows simple secondary or primary side regulation without significant additional external components.•Latch Input: If voltage on Pin 7 is externally brought above 5 V, the controller permanently latches off and stays latched until the user cycles V CC down, below 4 V typically.•Fault Timer: In presence of badly coupled transformer, it can be quite difficult to detect an overload or ashort−circuit on the primary side. When the feedback current disappears, a current source charges a capacitor connected to Pin 8. When the voltage on this pin reaches a certain level, all pulses are shut off and theV CC voltage is pulled down below the VCC(min) level. This protection is latched on the A version (the controller must be shut down and restart to resume normal operation), and auto−recovery on Version B (if the fault goes away, the controller automatically resumes operation).APPLICATION INFORMATIONThe Negative Sensing TechniqueStandard current−mode controllers use the positive sensing technique as portrayed by Figure 4. In this technique, the controller detects a positive voltage drop across the sense resistor, representative of the flowing current. Unfortunately, this solution suffers from the following drawbacks:1.Difficulties to precisely adjust the peak current. If 1 V is the maximum sense level, you mustcombine low valued resistors to reach the exact limit you need.2.The voltage developed across the sense resistor subtracts from the gate voltage. If your VCC (min)is 7 V , then the actual gate voltage at the end of the on time, assuming a full load condition, is 7 V –1 V = 6 V .3.The current in the sense resistor also includes the C iss current at turn−on. This narrow spike often disturbs the controller and requires adequate treatment through a LEB circuitry for instance.Figure 5 represents the negative current sense technique.In this simplified example, the source directly connects to the controller ground. Hence, if V CC is 8 V , the effective gate−source voltage is very close to 8 V: no sense resistor drop. How does the controller detect a negative excursion?In lack of primary current, the voltage on the CS pin reaches R offset x I CS . Let us assume that these elements lead to have 1 V on this pin. Now, when the power MOSFET activates,the current flows via the sense resistor and develop a negative voltage by respect to the controller ground. The voltage seen on the CS is nothing else than a positive voltage (R offset x I CS ) plus the voltage across the sense resistor which is negative. Thus, the CS pin voltage goes low as the primarycurrent increases. When the result reaches the threshold voltage (around 20 mV), the comparator toggles and resets the main latch. Figure 3 details how the voltage moves on the CS pin on a 1351 demoboard, whereas Figure 7 zooms on the sense resistor voltage captured by respect to the controller ground.The choice of these two elements is simple. Suppose you want to develop 1 V across the sense resistor. You would select the offset resistor via the following formula:R offset +1I CS+1270m+3.7k W (eq. 1)If you need a peak current of 2 A, then, simply apply the ohm law to obtain the sense resistor value:R sense +1I peak_max+12+0.5W (eq. 2)Due to the circuit flexibility, suppose you only have access to a 0.33 W resistor. In that case, the peak current will exceed the 2 A limit. Why not changing the offset resistor value then? To obtain 2 A from the 0.33 W resistor, you should develop:The offset resistor is thus derived by:V sense +R sense I peak_max +0.33 2+660mV(eq. 3)R offset +0.66I CS+0.66270m+2.44k W (eq. 4)If reducing the sense resistor is of good practice to improve the efficiency, we recommend to adopt sense values between 0.5 V and 1 V . Reducing the voltage below these levels will degrade the noise immunity.Figure 4. Positive Current−Sense TechniqueFigure 5. A Simplified Circuit of the Negative SenseImplementationV senseFigure 6. The Voltage on the Current Sense PinFigure 7. The Voltage Across the SenseResistorCurrent Sense PinCurrent Sense ResistorBelow are a few recommendations concerning the wiring and the PCB layout:•A small 22 pF capacitor can be placed between the CS pin and the controller ground. Place it as close as possible to the controller.•Do not place the offset resistor in the vicinity of the sense element, but put it close to the controller as well.•Regulation by frequency•The power a flyback converter can deliver relates to the energy stored in the primary inductance L p and obeys the following formulae:P out_DCM +12L P I peak 2F SW h (eq. 5)P out_CCM +12L P (I peak 2*I valley 2)F SW h(eq. 6)Where:η (eta) is the converter efficiencyI peak is the peak inductor current reached at the on time terminationI valley represents the current at the end of the off time. It equals zero in DCM.F SW is the operating frequency.Thus, to control the delivered power, we can either play on the peak current setpoint (classical peak current mode control) or adjust the switching frequency by keeping the peak current constant. We have chosen the second scheme in this NCP1351 for simplicity and ease of implementation.Thus, once the peak current has been selected, the feedback loop automatically reacts to satisfy Equations 5 and 6. The external capacitor that you connect between pin 2 and ground (again, place it close to the controller pins) sets the maximum frequency you authorize the converter to operate up to. Normalized values for this timing capacitor are 270 pF (65 kHz) and 180 pF (100 kHz). Of course, different combinations can be tried to design at higher or lower frequencies. Please note that changing the capacitor value does not affect the operating frequency at nominal line and load conditions. Again, the operating frequency is selected by the feedback loop to cope with Equations 5 and 6definitions.The feedback current controls the frequency by changing the timing capacitor end of charge voltage, as illustrated by Figure 8.Figure 8. The Current Injected into the Feedback Loop Adjusts the Switching FrequencyP outDecreases P outIncreasesFigure 9. In Light Load Conditions, the Oscillator Further Delays the Restart Time Figure 10. C t Voltage Swing at a ModerateLoadingC t VoltageC t VoltageIn light load conditions, the frequency can go down to a few hundred Hz without any problem. The internal circuitry naturally blocks the oscillator and softly shifts the restart time as shown on Figure 9 scope shot.Delays The Restart TimeIn lack of feedback current, for instance during a startup sequence or a short circuit, the oscillator frequency is pushedto the limit set by the timing capacitor. In this case, the lower threshold imposed to the timing capacitor is blocked to 500 mV (parameter V fault). This is the maximum power the converter can deliver. To the opposite, as you inject current via the optocoupler in the feedback pin, the off time expands and the power delivery reduces. The maximum threshold level in standby conditions is set to 6 V.Over Power ProtectionAs any universal−mains operated converters, the output power slightly increases at high line compared to what the power supply can deliver at low line. This discrepancy relates to the propagation delay from the point where the peak is detected to the MOSFET gate effective pulldown. It naturally includes the controller reaction time, but also the driver capability to pull the gate down. If the MOSFET Q g is too large, then this parameter will greatly affect your overpower parameter. Sometimes, the small PNP can help and we recommend it if you use a large Q g MOSFET:Figure 11. A Low−Cost PNP Improves the DriveCapability at Turn−offDRVGNDOver power protection can be done without power dissipation penalty by arranging components around the auxiliary as suggested by Figure 11. On this schematic, the diode anode swings negative during the on time. This negative level directly depends on the input voltage and offsets the current sense pin via the R OPP resistor. A small integration is necessary to reduce the O PP action in light load conditions. However, depending on the compensation level, the standby power can be affected. Again, the resistor R OPP should be placed as close as possible to the CS pin. The 22 pF can help to circumvent any picked−up noise and D2 prevents the positive loading of the 270 pF capacitor during the flyback swing. We have put a typical 100 k W O PP resistor but a tweak is required depending on your application.Figure 12. The OPP is Relatively Easy to Implement and It Does not Waste PowerR OPP 100kSuppose you would need to reduce the peak current by 15% in high−line conditions. The turn−ratio between the auxiliary winding and the primary winding is N aux . Assume its value is 0.15. Thus, the voltage on D aux cathode swings negative during the on time to a level of:V aux_peak +−V in_max N aux +−375 0.15+−56V(eq. 7)If we selected a 3.7 k W resistor for R offset , then the maximum sense voltage being developed is:V sense +3.7k 270m +1V(eq. 8)The small RC network made of R 1 and C 3, purposely limits the voltage excursion on D 2 anode. Assume the primary inductance value gives an on time of 3 μs at high−line. The voltage across C 3 thus swings down to:V C 3+t on V aux_peakR 1C 3+−3m 56150k 270p+−4.2V(eq. 9)Typically, we measured around –4 V on our 50 W prototype.By calculation, we want to decrease the peak current by15%. Compared to the internal 270 m A source, we need to derive:I offset +−0.15 270m +−40.5m A(eq. 10)Thus, from the –4 V excursion, the R OPP resistor is derived by:R OPP +440.5m+98k W(eq. 11)After experimental measurements, the resistor was normalized down to 100 k W .FeedbackUnlike other controllers, the feedback in the NCP1351works in current rather than voltage. Figure 13 details the internal circuitry of this particular section. The optocoupler injects a current into the FB pin in relationship with the input/output conditions.Figure 13. The Feedback Section Inside the NCP1351V CCClockf (IFB)V CCto R senseThe FB pin can actually be seen as a diode, forward biased by the optocoupler current. The feedback current, I FB on Figure 13, enter an internal 45 k W resistor which develops a voltage. This voltage becomes the variable threshold point for the capacitor charge, as indicated by Figure 8. Thus, in lack of feedback current (start−up or short−circuit), there is no voltage across the 45 k W and the series offset of 500 mV clamps the capacitor swing. If a 270 pF capacitor is used, the maximum switching frequency is 65 kHz.Folding the frequency back at a rather high peak current can obviously generate audible noise. For this reason, the NCP1351 uses a patented current compression technique which reduces the peak current in lighter load conditions. By design, the peak current changes from 100% of its full load value, to 30% of this value in light load conditions. This is the block placed on the lower left corner of Figure 13. In fullload conditions, the feedback current is weak and all the current flowing through the external offset resistor is:I CS +I CS_min )I dif +I CS_max *I CS_min(eq. 12)+I CS_maxAs the load goes lighter, the feedback current increases and starts to steal current away from the generators. Equation 12can thus be updated by:I CS +I CS_max *kI FB(eq. 13)Equation 13 testifies for the current reduction on the offset generator, k represents an internal coefficient. When the feedback current equals I dif , the offset becomes:I CS +I CS_min(eq. 14)At this point, the current is fully compressed and remains frozen. To further decrease the transmitted power, the frequency does not have other choice than going down.Figure 14. The NCP1351 Peak Current CompressionScheme250 m 70 m CS Current Looking to the data−sheet specifications, the maximum peak current is set to 270 m A whereas the compressed current goes down to 70 m A. The NCP1351 can thus be considered as a multi operating mode circuit:•Real fixed peak current / variable frequency mode for FB current below 60 m A.•Then maximum peak current decreases to I CS,min over a narrow linear range of I FB (to avoid instability created by a discrete jump from I CS,max to I CS,min ), between 60 m A and 80 m A.•Then if I FB keeps on increasing, in a real fixed peak current/variable frequency mode with reduced peak currentFor biasing purposes and noise immunity improvements,we recommend to wire a pulldown resistor and a capacitor in parallel from the FB pin to the controller ground (Figure 15). Please keep these elements as close as possible to the circuit. The pulldown resistor increases the optocoupler current but also plays a role in standby. We found that a 2.5 k W resistor was giving a good tradeoff between optocoupler operating current (internal pole position) and standby power.Figure 15. The Recommended FeedbackArrangement Around the FB PinV CCFault detectionThe fault detection circuitry permanently observes the FB current, as shown on Figure 17. When the feedback current decreases below 40 m A, an external capacitor is charged by a 11.7 m A source. As the voltage rises, a comparator detects when it reaches 5 V typical. Upon detection, there can be two different scenarios:1.A version: the circuit immediately latches−off and remains latched until the voltage on the current into the V CC pin drops below a few μA. The latch is made via an internal SCR circuit who holds Vcc to around 6 V when fired. As long as the current flowing through this latch is above a few m A, the circuit remains locked−out. When the user unplugs the converter, the V CC current falls down and resets the latch.2.B version: the circuit stops its output pulses and the auxiliary V CC decreases via the controller own consumption (≈600 m A). When it touches theV CC(min) point, the circuit re−starts and attempts to crank the power supply. If it fails again, an hiccup mode takes place (Figure 13).Figure 16. Hiccup Occurs with the B Version Only,the A Version Being LatchedV CCV drvThe duty−burst in fault is around 7% in this particular case.Figure 17. The Internal Fault Management Differs Depending on the Considered VersionKnowing both the ending voltage and the charge current,we can easily calculate the timer capacitor value for a given delay. Suppose we need 40 ms. In that case, the capacitor is simply:C timer +I timer TV timer+11.7m 40m 5+94nF(eq. 15)Select a 100 nF value.Latch InputThe NCP1351 features a patented circuitry which prevents the FB input to be of low impedance before the Vcc reaches the VCC ON level. As such, the circuit can work in a primary regulation scheme. Capitalizing on this typical option, Figure 18 shows how to insert a zener diode in series with the optocoupler emitter pin. In that way, the current biases the zener diode and offers a nice reference voltage,appearing at the loop closure (e.g. when the output reachesthe target). Yes, you can use this reference voltage to supplya NTC and form a cheap OTP protection.Figure 18. The Latch Input Offers Everything Needed to Implement an OTP Circuit. Another Zener Can Help combining an OVP Circuit if NecessaryV CCFigure 19. You can either directly observe the V CC level or add a small RC filter to reduce the leakage inductance contribution. The best is to directly sense the output voltage and reacts if it runs away, as offered on the rightside.R OUTDesign Example, a 19 V / 3A Universal Mains Power Supply Designing aSwitch−Mode Power Supply using the NCP1351 does not differ from a fixed frequency design. What changes,however, is the regulation method via frequency variations.In other words, all the calculations must be carried at the lowest line input where the frequency will hit the maximum value set by the C t capacitor. Let us follow the steps:V in min = 100 Vdc (bulk valley in low−line conditions)V in max = 375 Vdc V out = 19 V I out = 3 AOperating mode is CCM η = 0.8F sw = 65 kHz1.Turn Ratio. This is the first parameter to consider.The MOSFET BV dss actually dictates the amount of reflected voltage you need. If we consider a 600 V MOSFET and a 15% derating factor, we must limit the maximum drain voltage to:V ds_max +600 0.85+510V(eq. 16)Knowing a maximum bulk voltage of 375 V , the clamp voltage must be set to:V clamp +510*375+135V(eq. 17)Based on the above level, we decide to adopt a headroom between the reflected voltage and the clamp level of 50 V . If this headroom is too small, a high dissipation will occur on the RDC clamp network and efficiency will suffer. A leakage inductance of around 1% of the magnetizing value should give good results with this choice (k c = 1.6). The turn ratio between primary and secondary is simply:ǒV out )V f ǓN+V clamp k c(eq. 18)Solving for N gives:N +N sp +k C ǒV out )V f ǓV clamp +1.6 (19)0.8)135(eq. 19)+0.234Let us round it to 0.25 or 1/N = 4Figure 20. Primary Inductance Current Evolutionin CCMLSWt2.Calculate the maximum operating duty−cycle for this flyback converter operated in CCM:d max +V out ńN V out ńN )V in_min+19 419 4)100+0.43(eq. 20)In this equation, the CCM duty−cycle does not exceed 50%. The design should thus be free of subharmonic oscillations in steady−state conditions. If necessary, negative ramp compensation is however feasible by the auxiliary winding.3.To obtain the primary inductance, we can use thefollowing equation which expresses the inductancein relationship to a coefficient k. This coefficientactually dictates the depth of the CCM operation.If it goes to 2, then we are in DCM.L+(V in_min d max)2F SW KP in(eq. 21)where K = D I L/I I and defines the amount of ripple we want in CCM (see Figure 20).•Small K: deep CCM, implying a large primary inductance, a low bandwidth and a large leakage inductance.•Large K: approaching BCM where the RMS losses are the worse, but smaller inductance, leading to a better leakage inductance.From Equation 16, a K factor of 0.8 (40% ripple) ensures a good operation over universal mains. It leads to an inductance of:L+(10043)265k0.872+493m H(eq. 22)+1.34A peak−to−peak (eq. 23)D I L+V in_min d maxLF SW+1930.8100The peak current can be evaluated to be:I in_avg+P outh V in_min+1000.43493m65k+712mA(eq. 24)I peak+I avgd)D I L2+0.7120.43)1.342+2.33A(eq. 25)On Figure 20, I1 can also be calculated:I I+I peak*D I L2+2.33*1.342+1.65A(eq. 26)The valley current is also found to be:I valley+I peak*D I L+2.33*u1.34+1.0A(eq. 27)4.Based on the above numbers, we can now evaluatethe RMS current circulating in the MOSFET andthe sense resistor:I d_rms+I I dǸ1)13ǒD I L2I1Ǔ2Ǹ(eq. 28)+1.650.651)13ǒ 1.342 1.65Ǔ2Ǹ+1.1A5.The current peaks to 2.33 A. Selecting a 1 V dropacross the sense resistor, we can compute its value:R sense+1I peak+12.5+0.4W(eq. 29)To generate 1 V, the offset resistor will be 3.7 k W, as alreadyexplained. Using Equation 28, the power dissipated in thesense element reaches:P sense+R sense I d_rms2+0.4 1.12+484mW(eq. 30)6.To switch at 65 kHz, the C t capacitor connected topin 2 will be selected to 180 pF.7.As the load changes, the operating frequency willautomatically adjust to satisfy either equation 5(high power, CCM) or equation 6 in lighter loadconditions (DCM).Figure 21 portrays a possible application schematicimplementing what we discussed in the above lines.。
安森美半导体推出PWM控制器实现低待机能耗的开关电源
安森美半导体推出PWM控制器实现低待机能耗的开关电源佚名
【期刊名称】《电源技术应用》
【年(卷),期】2005(29)3
【摘要】为满足业内开关电源(SMPS)制造商降低输入水平高于75W(中高功率)待机能耗的需求，安森美半导体日前推出NCP1230和NCP1231PWM控制器系列。
此电流模式控制器是笔记本适配器、离线电池充电器和消费电子设备中电源应用的理想选择。
【总页数】1页(Pi007)
【正文语种】中文
【中图分类】TM44
【相关文献】
1.安森美半导体基于NCP1246和NCP4354低待机能耗电源适配器方案 [J], 安
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3.安森美半导体推出提供低待机能耗的GreenPoint CRT电视机电源参考设计 [J],
4.安森美半导体致力于降低待机能耗 [J],
5.安森美半导体推出降低待机能耗的突破性电源产品 [J],
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固定导通时间的PWM控制IC-NCP1351 NCP1351是ONSEMI公司新推出的一款改变关断时间的小功率脱线反激变换控制IC，是目前成本最低，符合最新节能标准的电流型PWM控制器。
基于固定峰值电流技朮，此控制器随负载变轻而降低开关频率，结果用NCP1351控制的AC/DC提供了极好的空载损耗，在其它负载条件下也有极佳的转换效率。
当频率降低时，峰值电流大幅度减小到最大峰值的30%，以防变压器的机械谐振，音频噪音的风险极大地减小，保持了极好的待机功耗及性能。
外部调节时间的执行器监视IC的反馈活动，并保护电源防止短路或过载，一旦定时消去，NCP1351即停止开关，并锁住（A版本）或去重新起动（B版本）。
内部电路结构特色以最佳的安排，允许最低的起动电流，功能参数此时设计成极低待机功耗的电源，负向电流检测技朮减小了控制器工作的开关噪声，提供给用户可选择的有最大峰值电流（流过Rsense的），以此可将待机功耗最小化。
最后，滤波电容上的输入纹波确认自然频率，将锯齿状EMI信号弄模糊，便于通过。
总结其特色如下：* 准固定T ON，改变Toff的电流型控制。
* 极低的起动电流消耗。
* 峰值电流压缩技朮减少变压器噪声。
* 既可以在初级侧也可以在次级侧作稳压控制。
* OTP，OVP保护。
* 调节电流检测电阻的峰值电压。
* 自然频率抖动，用于改善EMI。
* 外部过功率保护（OPP）。
* 极低待机功耗。
* 芯片内部的过热保护（OTP）。
主要用于新一代PC待机电源，打印机电源及适配器，充电器等。
NCP1351典型应用电路如图1。
NCP1351 的PIN脚功能说明如下：图1 NCP1351的典型应用电路1PIN FB反馈输入，当向内射入电流时降频。
2PIN C T设置振荡频率，外接C T到GND设置最高工作频率。
3PIN CS电流检测输入。
4PIN GND公共端。
5PIN DRV驱动输出，驱动外部功率MOSFET。
6PIN Vcc IC供电端子，最高电压达28V。
7PIN Latch闩锁输入，正电压V LA TCH加入时，锁住控制器。
8PIN Timer故障时段电容端，外接一电容设置故障验证时间。
NCP1351A/B的内部等效电路分别如图2及图3所示。
NCP1351执行固定峰值电流的控制技朮，整个调节电路为可变工作频率，见典型应用电路，控制器工作时外部元件极少，主要特点如下：* 频率折返。
在功率减小时，由于在轻载时开关周期增加，开关频率自动减少，减少了开关损耗。
从而有极好的待机性能。
* 非常低的起动电流。
此专利技朮给出的内部电路设计在起动时提供非常低的电流消耗，允许用高值外接电阻，大幅度减小了起动功耗及待机功耗。
* 自然的频率抖动。
准固定t ON模式的工作改善了EMI信号，使工作频率随自然的bulk电容纹波在抖动。
图2 NCP1351A的内部等效方框电路* 峰值电流补偿。
随着负载变轻，频率减小会进入音频区，为防止变压器机械振动产生机械噪音，NCP1351采用一个专利的减小峰值电流的技朮，解决了变压器音频噪声问题。
* 负向初级电流检测。
用于检测整个初级侧电流，此技朮不用减少MOSFET的驱动电压，V GS调节电阻及此端电容形成残余噪声滤波消隐来压缩尖刺电压。
* 调节初级电流检测。
它提供第二峰值电流调节技朮，改善设计柔性。
图3 NCP1351B的内部等效方框电路* 外部Vcc电压范围。
Vcc电压可接受的范围为28V，器件提供增加与变压器耦合的柔性，使栅驱动电压箝制在20V以下。
* 极容易作过功率保护（OPP）。
从CS端接一个电阻到辅助绕组，作到Bulk电压补偿。
* 二次侧或一次侧的稳压。
反馈环的安排简化二次侧或初级侧，不用外加元件。
* 闩锁输入。
如果7PIN电压超过5V，控制器即被闩锁，并停在此状态，直到使用周期的Vcc降下来到4V以下。
* 故障时段。
在耦合糟糕的变压器之下，检测初级过载或短路是相当困难的。
当反馈电流消失时，一个电流源给接到8PIN的电容充电，当此端电压达到允许水平，所有脉冲都关断，Vcc电压也拉到Vcc(min)以下的水平。
这种保护为A版本的闩锁方式，而B版可在故障去除后自动恢复。
负电压的检测技朮标准电流型控制器使用正电压检测技朮，示于图4。
在这种技朮中，控制器检测电流检测电阻上的正向压降，但这种方法有如下一些缺点：1.很难准确地调节峰值电流。
若1V电压为最高水平，你必须用极低电阻值的电阻检测。
2.此检测电阻上的电压含在栅驱动电压中，如果Vcc为7V，则实际栅驱动电压最后只剩下7V-1V = 6V。
3.检测电阻上的电流含有Ciss的充电电流，它经常给控制器送一个尖刺电压，并需要通过一个LEB电路给出足够的处理。
图4 正电流检测技术图5 负电流检测技术的实现图5表示了负向电流检测技朮。
在此简化电路中，MOSFET源极接控制IC的地端。
因此，如果Vcc为8V，则有效栅驱动电压即为8V，没有检测电阻的压降。
控制器如何去检测负电压呢？在缺乏初级电流的信息的情况下，CS端电压达到R offset*Ics，让我们假设元件引线有1V在此端，当MOSFET受驱动时，电流流过检测电阻，给出一个负向电压（对控制器的GND），此时CS上的电压看上去没有任何正电压脉冲，这样CS端电压随初级电流的增加变得更负。
当此结果达到一个阈值时（如20mV），比较器被触发，并复位主锁存器。
图3详细描述了NCP1351的CS端电压如何变化，这里的图7将检测电阻上的电压放大。
送到控制器的GND。
图6 电流检测端的电压图7 检测电阻上的电压这两个元件的选择很简单，支撑1V的检测电阻压降，要选一个偏置电阻，用下面公式计算阻值。
(1)如果要求峰值电流为2A，则此电阻为：(2)由于电路的柔性，支撑此设计只有0.33Ω。
在此情况，峰值电流会超出限度，为此应该改变Roffset。
(3)(4)如果减小了检测电阻，还可改善效率，推荐检测电压在0.5V～1V之间。
这样可防止噪声干扰水平。
下面是PCB布局推荐。
* 用一个22pf电容放在CS和控制器GND之间，且紧靠控制器。
* 不要放在偏置电阻到检测元件的附近，但要靠近控制器。
* 用变频方法稳压。
* 用反激式变换法，令能量储存在变压器初级电感Lp中，按下式：(5)(6)此处η为效率，I peak为峰值电流（导通时初级侧），I valley表示开启时间结束时的初级谷底电流，若为断续模式，即为0，f sw为工作频率。
这样，控制给出的功率，可用峰值电流设置点，或调节开关频率，保持峰值电流恒定，选择第二种方法于NCP1351中。
这样，一旦峰值电流选定，反馈环即自动地达到(5),(6)式的安全区。
外部电容接在2PIN与GND之间，用来设置最高工作频率，通常设置在65KHz时为270pf，设置在100KHz时为180pf。
当然，不同的组合给出不同的设计，注意改变电容值不会影响正常线路及负载条件下的工作频率。
再有，工作频率系由反馈环加上(5)，(6)式来决定。
反馈电流控制频率的变化，定时电容结束充电电压，如图8所示。
图8 进入反馈环的电流调节开关频率在轻载条件下，频率可能降到几百赫兹都没有问题，内部电路自动地将振荡器阻塞，并软移动重起时段如图9。
延迟重新起动时间在缺少反馈电流的情况下，例如起动过程，或短路的时候，振荡频率推到由定时电容设置的极限。
在此情况下，低的阈值强加在定时电容上，打破了500mV的值(Vfault)，这就是变换器可送出的最大功率。
与此对应，如同通过光耦反馈射入的电流。
关断时间扩展，且送出的功率减小，最大的待机条件设置在6V。
图9 轻载条件下振荡器延迟重起时间图10 CT电压的涌动过功率保护对任何全电压输入工作的变换器，输出功率在高线时比低线时都略有增加。
这和MOSFET 的栅电压有效拉下的检测点的比例延迟相关。
这自然会增加控制器重新作用时间，如果所选的MOSFET的Qg太大，则此参数会大大影响过功率保护参数，有时用一个小的PNP晶体管可以帮助解决这个问题。
过功率保护，按图11安排在辅助绕组处加几个元件来解决，没有增加功耗的代价，在此电路中，二极管阳极，在导通时有一个负压涌动，此负向电平直接取决于输入电压和经Ropp 电阻的偏置电流检测端。
在轻载时小的集成用于减小Qpp的作用是必要的。
当然，还取决于补偿水平，待机功耗也会受到影响。
再有，电阻Roff要紧靠CS端放置，22pf电容可帮助防止发生任何尖刺噪声。
D2可防止正向270pf电容的加载，典型放一支100KΩ的Opp电阻，但按实际需要可取到2倍。
图11 低成本改善关断的能力假设需要在高线时减少峰值电流约15%，辅助绕组与主绕组的匝比Naux假设为0.15，这样Daux阴极上的电压涌动的负值，在导通时的水平为：(7)如果我们选择3.7KΩ，为Roffset，则最大检测电压为：(8)一个小的RC网络由R1及C3组成，以限制D2的阳极电压，假设初级电感值给出一个3μs的导通时间（在高线时），C3上的电压为：(9)典型情况我们测得在50W时为-4V，通过计算我们想减小峰值电流约15%，比较内部270μA电流源，需要的电流为：(10)于是，从-4V，得出Ropp为：(11)在经验测试之后，选择此电阻为100KΩ。
图12 设置OPP相对比较容易的电路反馈NCP1351中反馈工作在电流模式而不是电压模式，图13给出细节电路，光耦给出的电流进入FB端，来解决输入条件下的相互关系。
FB端实际如同一个二极管，它由光耦正向电流偏置，反馈电流I FB(见图13)进入45KΩ电阻，它形成一个电压，此电压成为为了该电容充电的可变阈值点，如图8指出。
于是有了反馈电流的缺失。
在45KΩ电阻上没有电压产生，500mV偏移串入后去箝制电容的涌动。
如果用了270pf电容，则最大开关频率为65KHz。
图13 NCP1351的反馈电路频率折返在高的峰值电流下会产生音频噪音。
因此，NCP1351采用专利的电流补偿技朮，它减少了轻载条件下的峰值电流。
在设计时峰值电流从100%（满载时）减到30%(轻载时)。
这就是图13电路中左下部分的概念，在满载条件下，反馈电流减轻，且所有流过外部偏移电阻的电流为Ics。
(12)由于负载变轻，反馈电流增加并开始从发生器偷窃电流，(12)式变成(13)。
(13)(13)式表明了偏移发生器上电流的减小。
K表示内部系数，当反馈电流等于I dif时，偏移电流变为：(14)在这一点，电流完整地被压缩并保持冻结，为进一步减小传输的功率，频率方面没有选择下降。
看一下数据表，最大峰值电流设置在270μA，压缩后电流降到70μA。
NCP1351考虑成为一种多模式工作的电路。
* 实际固定峰值电流/可变频率的模式，此时，FB电流在60μA以下。