开关电源输入滤波器设计(修正稿)
开关电源EMI滤波器原理与设计
提高设备性能
EMI滤波器可以减少电磁干扰对周围 设备的影响，提高整个系统的性能和 稳定性。
EMI滤波器的分类与特点
分类
EMI滤波器根据不同的应用场景 和需求，可分为有源滤波器和无
源滤波器。
有源滤波器特点
有源滤波器通过放大电路和比较电 路实时检测干扰信号并消除，具有 较高的滤波效果，但成本较高。
无源滤波器特点
评估
通过对EMI滤波器性能的测试数据进行统计和分析，可以评 估其性能是否满足设计要求和标准。
优化建议
根据评估结果，可以提出针对性的优化建议，如改进滤波器 电路设计、选用更高性能的器件等。同时，也可以根据实际 应用场景和需求，对EMI滤波器进行定制化设计和生产。
05
EMI滤波器在开关电源中的应 用案例
01
02
03
插入损耗
滤波器对信号的衰减程度 ，通常用分贝（dB）表示 。
阻抗
滤波器对不同频率信号的 阻抗，通常用欧姆（Ω） 表示。
带宽
滤波器对信号的频率范围 ，通常用赫兹（Hz）表示 。
EMI滤波器的工作原理及作用机理
工作原理
EMI滤波器通过在电路中引入阻抗和感抗，对高频干扰信号进行抑制，从而减 小电磁干扰对电源的影响。
电设备的安全和稳定。
以上案例表明，EMI滤波器在开 关电源中具有广泛的应用，对于 提高电源性能、确保设备安全稳
定运行具有重要作用。
06
未来发展趋势与挑战
新型EMI滤波器技术的研究与发展
新型EMI滤波器技术
随着电子设备对性能和效率的要求不断提高，新型EMI滤波器技术的研究与发展成为重要趋势。这包 括研究新的滤波器结构、材料和设计方法，以提高EMI滤波器的性能和效率。
滤波器参数设计(修正版)
LCL，C参数设计一．交流侧LCL：1.系统参数：额定功率：10KW;额定线电压：380V;电网频率：50HZ开关频率：10KHZ；直流侧电压范围：600-800V2.滤波器设计：（一）逆变器桥侧电感 设计：（1） 初始值设计[1][2][3]：基于假设条件：在开关频率处，电容阻抗忽略不计，但是谐波存在。
在开关频率处，逆变器只看 的阻抗，所以电流纹波的增加只与 的值有关。
另外， 必须承受高频电流而 只需承受电网频率电流。
其中是前项自导纳，是前项导纳。
令，谐振频率为，对于七段式SVPWM，电感纹波电流为[6]：其中m为调制比。
SVPWM调制比定义为：（为相电压峰值，为直流侧电压）。
为避免过调制，合成矢量最大值为六边形内切圆半径，因此调制比m≤0.866，此时≥539V；当直流侧电压为800V时，m=0.583。
考虑直流侧电压范围在：538.9V-800V时，调制比m的范围是：0.583≤m≤0.866.(600V对应调制比m=0.778) 当考虑三相电网电压波动为20%时，范围是：248.9V—373.4V，此时调制比范围是：0.467≤m≤0.866（如果为373.4V且直流侧电压为600V时，调制比为0.933。
当调制比为0.866时，直流侧最低电压为646.7V）当m=0.5时，纹波电流取得最大值，且为（ 为直流侧额定电压， 为开关周期， 为逆变桥侧电感）。
一般情况下，纹波电流为15%~25%的额定电流。
在LCL滤波器中，可允许电流纹波最大值对逆变桥侧的电感L的体积大小和成本有很大的影响。
电流纹波意味着对磁芯材料的和尺寸厚度选择来避免磁饱和以及减少因线圈和磁芯损耗而产生的热量。
然而，电流和电压的限制条件之间的取舍还不清楚，但是电流纹波最大值受到IGBT额定电流和IGBT散热所限制，而最小纹波电流受到直流侧电压和IGBT额定电压限制。
[3]因此，考虑IGBT最大发热情况，选择最大纹波电流为25%额定电流。
开关电源EMI滤波器原理与设计
EMI滤波器的分类
按安装位置分类
可以分为输入EMI滤波器和输出EMI滤波器。输入EMI滤波器安装在电源输入 端，用于抑制电网中的电磁干扰；输出EMI滤波器安装在电源输出端，用于抑 制电源对负载的电磁干扰。
按元件分类
可以分为无源EMI滤波器和有源EMI滤波器。无源EMI滤波器主要由电感和电容 组成，有源EMI滤波器则增加了运算放大器等电子元件。
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工业控制
如PLC、伺服驱动、传感器等。
汽车电子
如发动机控制、刹车控制等。
案例一：某型号电源的EMI滤波器设计
背景介绍
某型号电源在运行过程中出现了严重 的EMI干扰问题。
设计方案
采用EMI滤波器对电源输出端的干扰 进行抑制。
设计细节
根据电源的输出阻抗特性和干扰频率 ，选择合适的滤波器元件和结构。
实验验证
提高效率
优化电路拓扑结构，以提高电源的效率。例如， 采用同步整流、软开关等技术。
降低电磁干扰
合理设计电路拓扑结构，降低开关电源本身产生 的电磁干扰。
改进元件布局和布线
优化元件布局
合理安排各个元件的位置，以减小它们之间的相互干扰。
合理布线
优化线路布局，减小电流回路的大小和复杂度，以降低线路的电 感和电阻。
样品制作阶段
制作滤波器样品，并进行初步 的测试和验证。
批量生产阶段
在生产线上进行批量生产，并 进行持续的测试和验证。
应用现场阶段
在实际使用现场进行应用和验 证，确保滤波器的性能和效果
符合设计要求。
06
开关电源EMI滤波器应用 与案例分析
应用领域
电力电子设备
如电源、逆变器、变频器等。
开关电源滤波电感器的设计
开关电流滤波电感器的设计2006-04-06开关电源中的电感器（高频输出滤波）一般工作在连续状态下，本文就设计过程中的经验与体会总结出来，以形成比较标准的设计步骤，为以后的设计计算提供有利的设计平台。
本文重点在于标准化高频滤波电感器的制作设计步骤，对于电感量如何计算得来，请参阅相关的文献，这里不做讨论；对于工作在非连续状态下的电感器（如大功率电路中的Boost 升压电感器）也不在这里不做讨论，具体的情况参阅后续的总结性材料。
Step 1：根据电路拓扑结构确定电路参数电感量L ，满载直流电感电流FL I ，（最坏情况下的）最大纹波电流pp I D ，最大峰值短路限制电流SP I ，最大允许损耗(max)A P 和最高温升max T D 。
Buck 类最大纹波出现在最高i U 情况下，而Boost 类是在最低i U 时。
Buck 类满载电感电流等于负载电流。
Step 2:根据工作频率和使用场合选择磁芯材料参阅附录A 。
Step 3：决定磁芯工作的最大磁通密度和最大磁通摆幅（受饱和或损耗限制）如果电感工作在电流连续模式，在电流最大峰值短路电流SP I 时，磁芯最大磁感应max B 不应当超过BS (一般功率铁氧体在100℃时为0.3T （3000Gs ）)。
因为磁芯有气隙，气隙对磁芯B －H 曲线有明显的影响，在饱和之前基本上是线性的。
如果磁芯受饱和限制，最大磁通摆幅max B D 由下式计算： SP pp I I B B D =D max max (1)将得到的max B D 值除以2，将峰峰制值（max B D ）变换成峰值（/2max B D ），到损耗曲线图（图1）“磁通密度”（实际峰值磁通密度）坐标，垂直向上交到纹波频率曲线，水平引向到纵坐标，求得磁芯的比损耗L P 。
如果比损耗大大小于3/100cm mW ，磁芯肯定受饱和限制，则计算的max B D 无效；但如果磁芯损耗远大于3/100cm mW 时,磁芯受损耗限制，必须减少max B D 值，以使得损耗在允许范围之内（Step 5）。
开关电源EMI滤波器的设计
开关电源EMI滤波器的设计要使EMI滤波器对EMI信号有最佳的衰减特性，设计与开关电源共模、差模噪声等效电路端接的EMI滤波器时，就要分别设计抗共模干扰滤波器和抗差模干扰滤波器才能收到满意的效果。
1．抗共模干扰的电感器的设计电感器是在同一磁环上由两个绕向与匝数都相同的绕组构成。
当信号电流在两个绕组流过对，产生的磁场恰好抵消，它可几乎无损耗地传输信号。
因此，共模电流可以认为是地线的等效干扰电压Ug所引起的干扰电流。
当它流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，电感器对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制地线干扰的作用。
电路如图1所示。
信号源至负载RL连接线的电阻为Rcl、Rc2，电感器自感为L1、L2，互感为M，设两绕组为紧耦合，则得到L1＝L2＝M。
由于Rc1和RL串联且Rc1＜＜RL，则可以不考虑Vg， Vg 被短路可以不考虑Vg的影响。
其中（Is是信号电流，Ig是经地线流回信号源的电流。
由基尔霍夫定律可写出：式（2）表明负载上的信号电压近似等于信号源电压，即共模电感传输有用信号时几乎不引入衰减。
由（1）式得知，共模千扰电流Ig随f：fc的比值增大而减小。
当f：fc的比值趋于无穷时，Ig=0，即干扰信号电流只在电感器的两个绕组中流过而不经过地线，这样就达到了抑制共模干扰的作用。
所以，可以根据需要抑制的干扰电压频率来设置电感器截止频率。
一般来说，当干扰电压频率f≥5fc时，即Vn：Vg≤0.197，就可认为达到有效抑制地线中心干扰的目的。
2．抗差模干扰的滤波器设计差模干扰的滤波器可以设计成Π型低通滤波器，电路如图2所示。
这种低通滤波器主要是设置电路截止频率人的值达到有效地抑制差模传导干扰的目的。
开关电容滤波器的设计
开关电容低通滤波器的设计原理分析为了滤除信号中掺杂的高频噪声，设计一种六阶级联式开关电容低通滤波器，以数据采样技术代替传统有源RC滤波器中的大电阻，有利于电路的大规模集成。
滤波器由双二阶子电路级联而成，电路中的电容值利用动态定标技术计算确定。
用Hspice进行仿真验证，结果表明：开关电容低通滤波器能较好地时信号进行整形，其频率特性符合设计指标。
滤波技术是信号分析和处理中的重要分支，它的作用是从接收到的信号中提取有用的信息，抑制或消除无用的或有害的干扰信号，有助于提高信号完整度和系统稳定性。
滤波器正是采用滤波技术的具有一定传输选择性的信号处理装置。
随着现代集成电路技术和MOS工艺的飞速发展，模拟集成滤波器的实现已经成为现代工业的一个重大课题，也是当今国际上的前沿课题。
传统的连续时间模拟滤波器采用有源RC结构，能够应用到较高的频率，但是电路中多采用大电容和大电阻，在集成电路制造时会占用大量的芯片面积。
在现代集成电路工艺中，很难得到精确的电阻值和电容值，而且电阻值随温度变化很大，精度只能达到30%。
1972年，美国科学家Fried发表了用开关和电容模拟电阻R的论文，由此开关电容技术成为模拟集成滤波器设计中常用的方法。
开关电容滤波器是由运算放大器、电容器和MOS开关组成的有源开关电容网络，以数据采样技术代替大电阻，减小了芯片的面积和功耗，且电路的极点和时间常数由电容的比值确定，可实现高精度的模拟集成滤波器。
本文设计一种开关电容低通滤波器，用于滤除有用信号中掺杂的高频噪声。
1 开关电容技术的原理图1中的开关电容等效电阻电路由两个独立的电压源V1、V2，两个受控开关S1、S2和电容C组成。
开关S1和S2受两相不交叠的时钟φ1和φ2控制，时钟频率均为fs。
在时钟φ1和φ2的控制下，两个开关周而复始地闭合与断开。
φ1闭合时，C充电到V1，φ2闭合时，C放电到V2，传输的总电荷为C(V1-V2)，流向V2的平均电流为：I=Qfs=C(V1-V2)*fs (1)根据欧姆定律，可知此开关电容电路的等效电阻(如图1(b)所示)为：Req=1/Cfs (2)利用开关电容等效电阻电路的最大优点是节省了硅片面积。
宽输入电压的开关电源的输入滤波设计
宽输入电压的开关电源的输入滤波设计付军，夏晨阳，董军重庆大学自动化学院，重庆 (400030)E-mail：fujun4183@163.con摘要：本文通过分析滤波器的元器件，研究了输入滤波器的设计方法，并对几种常见的输入滤波器进行了比较。
最后给出了一种适合宽输入电压范围开关电源的滤波器并给出了仿真的结果。
仿真实验结果证明了该输入滤波器的可行性。
关键词：输入滤波器；设计方法；仿真结果1．引言开关电源由于在体积、重量、效率等优点在现代电力电子系统得到了越来越普遍的应用。
但是开关电源容易受到电磁干扰，产生误动作，且开关管工作在开关状态，其交变电压和电流会通过电路的元器件产生很强的尖峰干扰和谐振干扰。
这些干扰严重的污染了市电电网环境, 影响邻近电子仪器及设备的正常工作。
因此，在设计开关电源时，需要对输入滤波器经行设计，对电磁噪声进行抑制和滤波，以保证其他器件的设备正常工作。
但是，如果输入滤波器的设计不当，所有这些优势都会当然无存，过大的输入滤波器会增大成本和体积，并降低系统的最终性能。
此次设计的开关电源的输入电压范围达到90V～800V，输入滤波器的设计更为重要，同时设计的滤波器必须在高输入电压下，能经受住大电流和高电压的冲击。
此外，输入电压范围很宽，器件的参数必须满足输入电压范围的变化。
本文分析了滤波器的元器件，研究了输入滤波器的设计方法，给出了一种适合宽输入电压范围开关电源滤波器并给出了仿真的结果。
2．单相输入的滤波电路设计原理目前广泛使用的开关电源，无论单管式、推挽式、半桥式、全桥式都可以归纳成如图1所示的形式。
图1 开关电源的一般性原理图Figure1 The general principle of switching power suppies由图1可以看出: 通过对输入滤波电路的配置,可以改变电路的等效阻抗,进而达到预期的滤波效果。
2.1输入滤波电路双端口网络模型的建立依据图1所示的一般性原理图,可以建立如图2所示的输入滤波电路双端口网络模型。
轻松学习开关电源输入整流滤波电路的设计
轻松学习开关电源输入整流滤波电路的设计基础电路一般直流稳压电源都使用220伏市电作为电源，经过变压、整流、滤波后输送给稳压电路进行稳压，最终成为稳定的直流电源。
这个过程中的变压、整流、滤波等电路可以看作直流稳压电源的基础电路，没有这些电路对市电的前期处理，稳压电路将无法正常工作。
1、整流电路经过变压器变压后的仍然是交流电，需要转换为直流电才能提供给后级电路，这个转换电路就是整流电路。
整流电路的作用是将交流电变换成直流电。
完成这一任务主要靠二极管的单向导通作用，因此二极管是构成整流电路的关键元件。
在直流稳压电源中利用二极管的单项导电特性，将方向变化的交流电整流为直流电。
在小功率（1KW以下）整流电路中，常见的几种整流电路有单相半波、全波、桥式和倍压整流电路。
单相整流就是我们常说的单相AC220V交流电整流。
如果是三相电就需要采用三相整流电路，原理和单相是一样的。
2、几种整流电路1）、半波整流2）、全波整流3）、桥式整流4）、倍压整流半波、全波整流电路在开关电源变压器输出整流中使用较多，由于元件少，节省空间，但是效率没有桥式整流高。
桥式整流是使用较多的整流电路，一般根据功率大小可以选择分立元件和集成整流桥堆。
半波整流全波整流桥式整流倍压整流3、工作原理简单分析以最常用的桥式整流电路说明整流电路的工作原理。
图1-1 单相桥式整流电路图1-2 正半周期图1-3 负半周期图1-2可以看出在电源正半周时，T次级上端为正，下端为负，整流二极管D1和D3导通，电流由变压器T次级上端经过D1、RL、D3回到变压器T次级下端；由图1-3可以看出在电源负半周时，T次级下端为正，上端为负，整流二极管D2和D4导通，电流由变压器T次级下端经过D2、RL、D4回到变压器T次级上端。
RL两端的电压始终是上正下负，其波形与全波整流时一致。
3-1 桥式整流电路主要参数3-2 分立元件和集成桥堆整流二极管整流桥4、滤波电路交流电经过整流后得到的是脉动直流，这样的直流电源由于所含交流纹波很大，不能直接用作电子电路的电源。
3.3v电源输入的滤波电路设计
1. 介绍3.3v电源输入的滤波电路设计是在电子电路设计中非常重要的一部分。
在很多电子设备中，3.3v电源都是非常常见的工作电压，而且电源的稳定性对整个电路的正常工作有着至关重要的作用。
设计一个高质量的、有效的滤波电路对于保证电路的稳定性和可靠性至关重要。
2. 滤波电路的作用滤波电路的主要作用是滤除输入电源中的噪声和干扰，保证电源输出的稳定性。
在3.3v电源输入的情况下，通常会面临来自电源线的纹波、开关干扰和其他噪声等问题。
设计一个滤波电路可以有效地解决这些问题，保证电路的正常工作。
3. 滤波电路的设计要点在设计3.3v电源输入的滤波电路时，需要考虑以下几个要点：3.1 选择合适的滤波元件在滤波电路中，滤波元件是非常重要的组成部分。
常见的滤波元件包括电容、电感和电阻等。
在选择滤波元件时，需要考虑其频率特性、阻抗特性以及工作温度等因素。
还需要考虑元件的尺寸和成本等因素。
3.2 接地设计良好的接地设计可以有效地降低电路中的干扰和噪声。
在3.3v电源输入的滤波电路设计中，合理布局和设计接地是非常重要的一环。
需要注意避免地面回路的串扰，尽量减小接地回路的面积，保证接地的稳定性。
3.3 滤波电路的连接方式滤波电路的连接方式也对其性能有着很大的影响。
在设计滤波电路时，需要选择合适的连接方式，保证其能够有效地滤除输入电源中的噪声和干扰。
常见的连接方式包括串联滤波和并联滤波等。
4. 滤波电路设计实例下面以一个具体的实例来介绍3.3v电源输入的滤波电路设计。
在这个实例中，我们将通过选择合适的电容和电感来设计一个串联LC 滤波器。
我们需要根据实际需求和电源特性来选择合适的电容和电感。
按照电路设计原理和滤波器的工作原理来连接电容和电感，组成一个完整的滤波电路。
通过仿真和实际测试来验证滤波电路的性能，保证其能够有效地滤除输入电源中的噪声和干扰。
5. 总结和展望3.3v电源输入的滤波电路设计是电子电路设计中非常重要的一部分。
开关电源滤波器设计
开关电源滤波器设计（一）一、前言传导EMI 是由电源、信号线传导的噪声，连接在同一电网系统中的设备所产生的EMI会经过电源线相互干扰，为了对传到EMI进行抑制，通常在设备宇电源之间加装滤波器，本文主要探讨开关电源的EMI滤波器设计方法。
二、开关电源的传到EMI来源与组成开关电源的噪声包含有共模和差模两个分量，此两分量分别是由共模电流和差模电流所造成的。
图一所示为共模电流和差模电流的关系图，其中LISN 为电源传输阻抗稳定网络，是传导性EMI 量测的重要工具。
在三线式的电力系统中，由电源所取得的电流依其流向可分为共模电流和差模噪声电流。
其中，共模噪声电流ICM 指的是Line、Neutral 两线相对于接地线(Ground)之噪声电流分量，而差模噪声电流IDM 指的是直接流经Line 和Neutral两线之间而不流经过地线之噪声电流分量。
开关电源图一共模电流和差模电流之关系图在Line 上，共模噪声电流和差模噪声电流分量是以向量和的关系结合，而在Neutral 上，共模噪声电流和差模噪声电流分量则是以向量差的关系结合，两者的关系以数学式表示如下：其中，为流经Line 之总噪声电流，为流经Neutral 之总噪声电流。
为了有效抑制噪声，我们必须针对噪声源的产生及其耦合路径进行分析。
共模噪声主要是由电路上之Power MOSFET(Cq)、快速二极体(Cd)及高频变压器(Ct)上之寄生电容和杂散电容所造成的，如图二所示。
而差模噪声则由电源电路初级端的非连续电流及输入端滤波大电容(CB)上的寄生电阻及电感所造成，如图三所示。
图二共模电流耦合路径图三差模电流耦合路径开关电源滤波器设计（二）三、EMI 滤波器的基本架构本文所使用的EMI 滤波器的架构如图四所示，其中的元件包含了共模电感(LC)、差模电感(LD)、X 电容(CX1、CX2)、Y 电容(CY)，以下将对各元件作一一介绍：图四EMI滤波器的架构1 共模电感(CM inductor)：共模电感是将两组线圈依图五的绕线方式绕在一个铁心上，这种铁心一般是采用高值的Ferrite core，由于值较高，故电感值较高，典型值是数mH 到数十mH 之间。
开关电源滤波电感器的设计
开关电源滤波电感器设计
四、输出滤波电感 1、纹波电流已知的情况下，可以用些公式计算正激变 换器，半桥或全桥输出滤波电感所需的电感量。
2、根据电感谷值电流IVS和峰值电流IPS之比K 来计算输出滤波电感：
正激、全桥、半桥变换器滤波电感计算公式如式5-9，5-10，5-13ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ示。
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
一、电感分类
用于开关电源（图8-1）的电感有： ① 单线圈电感－输出滤波电感（Buck）、升压电感（Boost）、 反激电感（Buck-Boost）和输入滤波电感。 ② 多线圈电感－耦合输出滤波电感、反激变压器。 ③ EMI 共模滤波电感。
开关电源滤波电感器设计
电路中，电感有两个工作模式（图8-2）： ① 电感电流断续模式－瞬时安匝（在所有线圈中）在每个 开关周期内有一部分时间停留在零状态。 ② 电感电流连续模式－在一个周期内，电感电流尽管可以 过零（如倍流电路中滤波电感），电感的安匝（磁势） 没有停留在零的时间。
开关电源滤波电感器设计
六、半桥变换器输出滤波电感器设计实例: 1、已知条件：
2、设计步骤：
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
五、输出虑波电感器的主要设计步骤: 1、滤波电感材料的选取 2、根据已知条件规定的允许纹波电流值或K值计算电感量 3、计算滤波电感的储能 4、根据电感器的储能计算所需磁芯的尺寸，利用AP面积法 5、计算电流密度j(J) 6 、计算线圈导体的裸线面积极AXP和线径dXP 7 、计算线圈的匝数N 8、计算磁芯所加气隙长度lg 9 、核算磁通密度Bm 10、计算电感线圈的铜损PCU和铁损PFe 11、计算电感线圈的温升
开关电源EMI滤波器的设计
圈２滤 波器接入前等效 电路 圈
接 收噪 声 源 以 后与 负载 接 收 到 的 噪声 源 功 率之 间的 比 值 。 接 人 滤
波器 的 前后 过 程的 电路 图如 图１ ，图２ 所 示 。一 般所 用到 的ＥＭ Ｉ 滤 波
器 结构 具 体包 括 了许 多， 滤波 器 结 构 电路如 图３ 所示。 Ｉ Ｌ ＝Ｄ Ｂ （ Ｐ Ｉ ／ Ｐ ２ ） ＝ ｌ Ｏ ｌ ｇ （ Ｐ ｌ ／ Ｐ ２ ） ． Ｐ １ ＝ Ｖ ２ １ ／ Ｒ Ｌ
ＡＣ
噪声源， ⑦高频 变压 器。 关断 最初 导通 的开 关管 ， 高 频 变压器 就会 形 成 关断 电压 尖峰 的情 况 ， 进而 出现传导 干扰 的现 象 ； ③电感 器、 电容
以 及导 线 。开关 电源 因为 工作 频 率很 高 ， 从 而低 频 元 器 件 的特 点会 因此发 生改 变 ， 从 而形 成了噪 声。
的， 从 而造 成了ＥＭＩ 情 况 恶劣。防止 电磁 干扰 的方 法可 以分为三种 ，
的形式 存 在 ， 然而 Ａ Ｃ 端 口有两 个， 开 关 电源的 主要 形成 部分 包 括 了 中线 （ Ｎ） 、 地线 （ Ｅ ） 以及相 线 （ Ｌ ） 等。 因此 在具 体 的分 析过 程 中把 噪 声 源分 为差模 以及 共模 和 噪 声源 。 共模 电流 Ｉ Ｃ Ｍ特点 是采 用同样 的幅 度 ， 在 通 过所 有 的Ａ Ｃ 线 的 时候 ， 选 择 的是 同样 的相 位 。 差模 电 流Ｉ ＤＭ特 点是 是在 中线和 相 线之 间来 回。 Ｅ ＭＩ 滤波 器衡 量 干扰 噪 声
开关电源emi滤波器原理与设计
1. 传导发射测试：测量开关电源EMI滤波器在电源线上 的传导发射电平。
3. 插入损耗测试：测量滤波器插入前后信号的衰减量， 反映滤波器的抑制能力。
测试结果分析与改进建议
结果分析
根据测试数据，分析开关电源EMI滤波器的性能，包括传导发射、辐射发射和 插入损耗等指标。
改进建议
根据分析结果，提出针对性的改进措施和建议，如优化滤波器电路设计、改进 元件参数等，以提高滤波器的性能。
05
开关电源EMI滤波器应用案例 分析
应用场景与案例选择
应用场景
开关电源广泛应用于各种电子设备中，如计算机、通信设备、家电等。在这些设 备中，EMI（电磁干扰）问题常常成为影响设备性能和稳定性的重要因素。
案例选择
为了更好地说明开关电源EMI滤波器的应用，本文选择了两个具有代表性的案例 进行分析，分别是计算机电源供应系统（PSU）和电动汽车充电桩。
03
开关电源EMI滤波器元件选择 与布局
元件选择的原则与技巧
元件选择的原则 选择低ESR（等效串联电阻）电容 选择低DCR（直流电阻）电感
元件选择的原则与技巧
选择低电阻、低电感的PCB（印刷电路板） 元件选择的技巧
根据EMI滤波器的性能要求，选择适当的元件值和类型
元件选择的原则与技巧
考虑元件的可靠性、耐温性能和寿命
考虑元件的成本和可获得性
元件布局的要点与注意事项
元件布局的要点 合理安排输入和输出线，避免平行布线
尽量减小电感器和电容器的距离
元件布局的要点与注意事项
输入和输出线应远离 PCB边缘
避免在PCB上形成大 的环路
元件布局的注意事项
元件布局的要点与注意事项
避免使用过长的元件引脚
开关电源输入滤波电路的优化设计研究
开关电源输入滤波电路的优化设计研究摘要：原有的输入滤波电路结构复杂，所用元器件较多，却还不能达到EMC指标要求。
为此，本文提出了一个简单实用的拓扑结构，并详细介绍了输入滤波电路的设计方法，理论分析和测试结果证明了该方法的可行性和实用性。
关键词：电磁干扰电磁兼容输入滤波电路开关电源一、引言开关电源是通讯系统的动力之源，已在通信领域中达到广泛应用。
但由于其高频率、宽频带和大功率，它自身就是一个强大的电磁干扰（EMI）源，严重时会导致周围的电子设备功能紊乱，使通讯系统传输数据错误、出现异常的停机和报警等，将造成不可弥补的后果；同时，开关电源本身也置身于周围电磁环境中，对周围的电磁干扰也很敏感（EMS），如果没有很好的抗电磁干扰能力，它也就不可能正常工作。
因此，营造一种良好的电磁兼容（EMC）环境，是确保电子设备正常工作的前提，且也成为电子产品设计者的重要考虑因素。
不仅如此，国内外已有多种法规和标准对电子产品的电磁干扰限值和灵敏度作出规定和限制。
欧共体有关EMC的委员会于92年制定了相关法令，96年开始生效，法令规定不符合EMC标准的产品不得进入市场，同时将EMC认证和安规认证作为产品认证的首要条件。
我国信息产业部也多次召开电磁兼容标准论证会，并作出规定：2001年1月1日以后进入市场的产品必须有EMC标志。
可见，电磁兼容（EMC）认证已是产品顺利进入市场并走出国门最基本的要求。
但是，由于以前设计的电源产品，对EMC重视不够，致使所有的电源产品几乎均超标，已经影响到公司电源产品的销售，因此，解决这一问题已是迫在眉睫。
而影响电源EMC超标的主要原因就是：输入滤波电路的设计不合理。
到目前为止，还没有介绍电源输入滤波电路设计方法的报道。
本文首次对电源输入滤波电路设计方法进行全面、详细的讨论，提出了一套简单实用的滤波电路，并应用到我司的电源产品中。
给出的测试结果和理论分析证明了该设计方法的实用性和可行性。
二、输入滤波电路的拓扑结构优化设计输入电路中主要包含五个元件：共模、差模电感，X、Y电容，放电电阻。
开关电源输入滤波器的设计
Input Filter Design for Switching Power Supplies:Written by Michele Sclocchi Michele.Sclocchi@Application Engineer, National SemiconductorThe design of a switching power supply has always been considered a kind of magic and art, for all the engineers that design one for the first time.Fortunately, today the market offers different tools that help the designers. National Semiconductor was the first company to offer the “Simple Switcher” software, and an on-line simulation tool that allows the design and simulation of a switching power supply. New ultra-fast MOSFETs and synchronous high switching frequency PWM controllers allow the realization of high efficient and smaller switching power supply. All these advantages can be lost if the input filter is not properly designed. An oversized input filter can unnecessarily add cost, volume and compromise the final performance of the system.This document explains how to choose and design the optimal input filter for a switching power supply application.The input filter on a switching power supply has two primary functions. One is to prevent electromagnetic interference, generated by the switching source from reaching the power line and affecting other equipment.The second purpose of the input filter is to prevent high frequency voltage on the power line from passing through the output of the power supply.A passive L-C filter solution has the characteristic to achieve both filtering requirements. The goal for the input filter design should be to achieve the best compromise between total performance of the filter with size and cost.UNDAMPED L-C FILTER:The first simple passive filter solution is the undamped L-C passive filter shown in figure (1).Ideally a second order filter provides 12dB per octave of attenuation after the cutoff frequency f 0, it has no gain before f 0, and presents a peaking at the resonant frequency f 0.Figure 1: Undamped LC filterf 012π⋅L C⋅⋅:=Cutoff frequency [Hz] (resonance frequency)Second Order Input filterA poor damping factor on the input filter design could have other side effects on the final performance of the system. It can influence the transfer function of the feedback control loop, and cause some oscillations at the output of the power supply.The Middlebrook’s extra element theorem (paper [2]), explains that the input filter does not significantly modify the converter loop gain if the output impedance curve of the input filter is far below the input impedance curve of the converter.In other words to avoid oscillations it is important to keep the peak output impedance of the filter below the input impedance of the converter. (See figure 3)On the design point of view, a good compromise between size of the filter andperformance is obtained with a minimum damping factor of 1/√2, which provides a 3 dB attenuation at the corner frequency, and a favorable control over the stability of the final control system.PARALLEL DAMPED FILTER:In most of the cases an undamped second order filter like that shown in fig. 1 does not easily meet the damping requirements, thus, a damped version is preferred:Figure 4 : Parallel damped filter1001.1031.1041.1050.010.1110100ImpedanceFrequency, HzO h mPower supply input impedanceFilter output impedanceFigu re 3 : Ou tp ut imp ed ance o f the inp ut filte r, an d in pu t im pe da nce o f th e switch ing po we r sup ply : th e tw o curv e s sho uld be we ll sep arate d.Figure 4 shows a damped filter made with a resistor Rd in series with a capacitor C d , all connected in parallel with the filter’s capacitor C f .The purpose of resistor Rd is to reduce the output peak impedance of the filter at the cutoff frequency. The capacitor Cd blocks the dc component of the input voltage, and avoids the power dissipation on Rd.The capacitor Cd should have lower impedance than Rd at the resonant frequency, and be a bigger value than the filter capacitor, to not effect the cutoff point of the main R-L filter.The output impedance of the filter can be calculated from the parallel of the three block impedancesZ 1, Z 2, and Z 3:The transfer function is:Where Z eq2.3 is Z 2 parallel with Z 3.The transfer function presents a zero and three poles, where the zero and the first pole fall close to each other at frequency ω≈1/R d C d . The other two dominant poles fall at the cutoff frequency, ωο=1/√LC. Without compromising the results, the first pole andthe zero can be ignored, and the formula can be approximated to a second order one: (for frequencies higher than ω≈1/RdCd, the term (1+RdCd s)≈ RdCd s )The approximated formula for the parallel damped filter is identical to the transfer function of the undamped filter; the only difference being the damping factor ζ isIt is demonstrated that for a parallel damped filter the peaking is minimized with a damping factor equal to:Z filter2s ()11Z 1s ()1Z 2s ()+1Z 3s ()+:==s L ⋅1R d C d ⋅s ⋅+()⋅s 3L ⋅C ⋅C d ⋅R d ⋅s 2L ⋅C C d +()⋅+s R d ⋅C d ⋅+1+F filter2s ()Z eq2.3Z 1Z eq2.3+:==1R d C d ⋅s⋅+s 3L ⋅C ⋅C d ⋅R d ⋅s 2L ⋅C C d +()⋅+R d C d ⋅s ⋅+1+F filter2s ()11L C C d +()⋅s2⋅1R d C d ⋅s ⋅+()+L C ⋅C d ⋅R d ⋅s3⋅1R d C d ⋅s ⋅+()+:=11L C n 1+()⋅s 2⋅R d C ⋅n ⋅s⋅+L C ⋅C d ⋅R d ⋅s 3⋅R d C d ⋅s⋅+=11L R dn 1+()ns ⋅+L C ⋅s⋅+=WhereC d n C⋅:=Combining the last two equations, the optimum damping resistance value Rd is equal to:With the blocking capacitor Cd equal to four times the filter capacitor C.Figures 5 and 6 shows the output impedance and the transfer function of the parallel damped filter respectively.Rd optLCn1+2n⋅⋅2n2⋅4n+()⋅2n+()43n⋅+()⋅⋅:==LCwith n = 4Output impedanceSERIES DAMPED FILTER:Another way to obtain a damped filter is with a resistance Rd in series with an inductor Ld, all connected in parallel with the filter inductor L. (figure 7) At the cutoff frequency, the resistance Rd has to be a higher value of the Ld impedance.Figure 7 : Series damped filterThe output impedance and the transfer function of the filter can be calculated the same way as the parallel damped filter:From the approximated transfer function of the series damped filter, the damping factor can be calculated as:The peaking is minimized with a damping factor :=s L⋅1R d C ⋅n 1+()s ⋅+s 2L ⋅C ⋅n n 1+⋅+Z filter3s ()11Z 1s ()1Z 2s ()+1Z 3s ()+:==s L ⋅R d L d s ⋅+()⋅R d L L d +()s ⋅+L C ⋅R d ⋅s 2⋅+L L d ⋅C ⋅s3⋅+=ζ312R d n 1+()⋅CL⋅:=F filter3s ()Z 2Z 2Z eq1.3+:==R d s L L d +()⋅+R d L L d +()s ⋅+L C ⋅R d ⋅s 2⋅+L L d ⋅C ⋅s3⋅+==11R d C ⋅n 1+()s ⋅+s 2L ⋅C ⋅n n 1+⋅+where L d n L⋅:=The optimal damped resistance is:The disadvantage of this damped filter is that the high frequency attenuation is degraded. (See figure 10 ).MULTIPLE SECTION FILTERS:Most of the time a multiple section filter allows higher attenuation at high frequencies with less volume and cost, because if the number of single components is increased, it allows the use of smaller inductance and capacitance values . (figure 8)Figure 8 : Two section input filterThe output impedance and the transfer function can be calculated from the combination of each block impedance:R d 2ζ3opt ⋅n 1+()⋅L C⋅:==L Cwithn 215:==s L 1L 2+()R d ⋅s L 1L 2L d +()⋅L 2L d ⋅+⎡⎣⎤⎦⋅+s 2L 1⋅L 2⋅C 1⋅R d ⋅+s 3L 1⋅L 2⋅L d ⋅C 1⋅+⎡⎣⎤⎦⋅R d s L 2L d +()⋅+s 2R d ⋅L 1L 2+()C 2⋅L 1C 1⋅+⎡⎣⎤⎦⋅+s 3C 2L 1L 2L d +()⋅L 2L d ⋅+⎡⎣⎤⎦⋅L 1C 1⋅L 2L d +()⋅+⎡⎣⎤⎦⋅+s 4L 1⋅L 2⋅C 1⋅C 2⋅R d ⋅+s 5L 1⋅L 2⋅L d ⋅C 1⋅C 2⋅+=R d s L 2L d +()+()R d s L 2L d +()⋅+s 2R d ⋅L 1L 2+()C 2⋅L 1C 1⋅+⎡⎣⎤⎦⋅+s 3C 2L 1L 2L d +()⋅L 2L d ⋅+⎡⎣⎤⎦⋅L 1C1⋅L 2L d +()⋅+⎡⎣⎤⎦⋅+s 4L 1⋅L 2⋅C 1⋅C 2⋅R d ⋅+s 5L 1⋅L 2⋅L d ⋅C 1⋅C 2⋅+Z filter4s ()Zm 1s ()Zm 2s ()⋅Zm 1s ()Zm 2s ()+Zm 3s ()+⎛⎝⎫⎪⎭Zm 4s ()⋅Zm 1s ()Zm 2s ()⋅Zm 1s ()Zm 2s ()+Zm 3s ()+Zm 4s ()+:==F filter4s ()Zm 4s ()Zm 1s ()Zm 2s ()⋅Zm 1s ()Zm 2s ()+Zm 3s ()+Zm 4s ()+Zm 2s ()Zm 1s ()Zm 2s ()+⋅:==Figures 9 and 10 show the output impedance and the transfer function of the series damped filter compared with the undamped one.The two-stage filter has been optimized with the following ratios:The filter provides an attenuation of 80dB with a peak filter output impedance lower than 2Ω.L1L2:=L27L1⋅:=L d4L22:=C24C1⋅:=R d4L14C1⋅:=Output impedanceThe switching power supply rejects noise for frequencies below the crossover frequency of the feedback control loop, and higher frequencies should be rejected from the input filter.To be able to meet the forward filtering with a small solution, the input filter has to have the corner frequency around one decade below the bandwidth of the feed back loop.CAPACITOR AND INDUCTOR SELECTION:Another important issue affecting the final performance of the filter is the right selection of capacitors and inductors. For high frequency attenuation capacitors with low ESL and low ESR for ripple current capability must be selected. The most common capacitors used are the aluminum electrolytic type.To achieve low ESR and ESL the output capacitor could be split into different smaller capacitors put in parallel to achieve the same total value.Filter inductors should be designed to reduce parasitic capacitance as much as possible, the input and output leads should be kept as far apart as possible, and single layer or banked windings are preferred.At the National Semiconductor web site, , one can find all the information and tools needed to design a complete switching power supply solution. On the web site are datasheets, application notes, selection guides, and the WEBENCH power supply design software.REFERENCE:1.Rudolf P. Severns, Gordon E. Bloom “Modern DC to DC switchmode powerconverter circuits”.2.R.D. Middlebrook, “Design Techniques for preventing Input Filter Oscillations inSwitched-Mode Regulators”.3.Robert W. Erickson “Optimal Single Resistor Damping of Input Filters”.4.H. Dean Venable “Minimizing Input Filter”.5.Jim Riche “ Feedback Loop Stabilization on Switching Power Supply”.6.Bruce W. Carsten “Design Techniques for the Inherent of Power Converter EMI”.。
(20)开关电源的电源线输入滤波器(2009年6月23日,92页)
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2 插入损耗的测量 根据国际无线电干扰标准化特别委员会（CISPR）第17号 出版物的规定，电源线滤波器的插入损耗是在50Ω测试系 统［测试用的噪声源的内阻是50Ω，测试用的测量接收机 （常用频谱分析仪）的输入阻抗也是50Ω］中进行。考虑 到干扰有共模和差模之分，因此插入损耗也有共模和差模 之分，测试的原理见图2所示。
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① 共模滤波电路 由于开关电源的共模噪声源阻 抗为高阻抗（见图4，为四个 有代表性的开关电源，1号与2 号为封闭结构，额定输出功率 分别为300W和150W；3号和4 号为开放结构，额定输出功率 为200W和120W），按照滤波 元件配用原则，与之对应的滤 波器输出端应该是低阻抗大电 容 Cy ， 但 是 出 于 安 全 的 考 虑，电源线对地的泄漏电流受 到严格限制，所以Cy的值不 能取得很大。 由于Cy在高频中体现的低阻 抗，使得与之配合的共模电感 应当是高阻抗串联的大电感 LCM 。高阻抗的还正好可以用 来和交流电网对地的低阻抗情 况相配合。
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② 共模电感的工作原理 共模电感的绕组结构是两个绕 组分别绕在一个磁环的上、下 两个半环上，两个线圈的匝数 相同，绕向相反，见图2。此 结构对相线和中线上的共模干 扰有抑制作用（因为共模干扰 是同相的，所以在磁环中形成 的磁力线是相互叠加的）；而 对相线和中线中形成的差模干 扰和工频电流无抑制作用（因 为差模电流是反相的，所以在 磁环中形成的磁力线是相互抵 消的）。正由于共模电感只对 共模干扰有抑抑制作，所以共 模电感被命名为“共模电感”。
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开关电源的EMI滤波器设计
开关电源的EMI滤波器设计开关电源、EMI、滤波器1 引言电磁干扰滤波器（EMI Filter）是近年来被推广应用的一种新型组合器件。
它能有效地抑制电网噪声，提高伺服系统和电子设备的抗干扰能力及系统的可靠性，可广泛用于电子测量仪器、计算机机房设备、开关电源、测控系统等领域。
本文介绍的就是一种开关电源的EMI滤波器设计。
2 滤波器设计根据直流电机伺服驱动开关电源系统的特点，本设计中的EMI滤波器采用双级LC网络设计，双级LC 网络插入开关电源电路中的位置如图1所示。
图1 LC网络在开关电源电路中的位置图2 双级LC网络假定直流电源侧为低阻抗电压源US，DC/DC变换器输入端为高阻抗电流源i(t)。
那么LC滤波器只能选择“”型结构，最简单的双“”级LC网络如图2所示。
其频域传递函数为：（1）由于LC网络谐振时,会产生很大的电流(电压)峰值，这个网络有３个频率点的谐振峰值是必须限制的，否则,会产生更大的EMI。
限制这3个频率点的峰值是设计这个滤波器的主要指导思想。
这3个频率点分别是:第一级滤波器的谐振频率：f1=（2）第二级滤波器的谐振频率：f2=（3）第3个频率点就是DC/DC变换器的开关频率f。
下面具体讨论滤波器设计方法，即选取LC网络中元件参数的方法：由上面3个式子，3个频率点对应的传递函数的幅值分别为：（4）（5）（6）元件参数选取方法讨论如下：为了限制f1点的谐振峰值，要求插入衰减20logH1=20logC1/C2＜0,即C1/C2＜1。
根据经验,它们的比值范围为:（7）为了限制f2点的谐振峰值，同理选取：（8）为了限制f点的谐振峰值，要求，即：（9）元件参数选取步骤归纳如下：（1）由式(7)～(9)确定了比值，这样只有二个参数是独立的；（2）由于滤波器负载侧（开关电流i(t)侧）谐波分量较大，C2应选一个大容量电容器;（3）由（1）、(2)步结果代入式(9)，就可以确定另一个独立参数;（4）由直流侧电源Us确定电容器额定电压值Uce≥2Us。
开关电源EMI滤波器设计
开关电源EMI滤波器设计摘要：分析了一种典型的开关电源电路，利用Pspice软件对其传导电磁干扰进行仿真研究，以TDK公司提供的元器件模型，提出了一种二阶无源EMI滤波器，完全消除了电路输出信号中的尖峰干扰，抑制了开关电源电路中的共模、差模噪声。
同时，研究源和负载理想、非理想阻抗特性对滤波器插入损耗的影响，具有一定的意义。
关键词：开关电源；寄生参数；尖峰干扰；TDK开关电源以其体积小、重量轻、效率高、性能稳定等方面的优点，广泛应用于工业、国防、家用电器等各个领域。
然而，开关电源中功率半导体器件的高速通断及整流二极管反向恢复电流产生了较高的du ／dt和di／dt，它们产生的尖峰电压和浪涌电流成为开关电源的主要干扰源。
文中给出的电源滤波器元件主要基于TDK公司提供的模型，该模型考虑了元件的高频寄生参数，更符合工程应用。
1 开关电源EMI产生机理1．1 开关电源的电磁干扰源(1)开关管产生干扰。
开关管导通时由于开通时间很短及回路中存在引线电感，将产生较大的du／dt和较高的尖峰电压。
开关管关断时间很短，也将产生较大的di／dt和较高的尖峰电流，其频带较宽而且谐波丰富，通过开关管的输入输出线传播出去形成传导干扰；(2)整流二极管反向恢复电流引起的噪声干扰。
由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，二极管导通角变小，输入电流成为一个时间很短，而峰值很高的尖峰电流，含有丰富的谐波分量，对其他器件产生干扰。
二级滤波二极管由导通到关断时存在一个反向恢复时间。
因而，在反向恢复过程中由于二极管封装电感及引线电感的存在，将产生一个反向电压尖峰，同时产生反向恢复尖峰电流，形成干扰源；(3)高频变压器引起EMI问题。
隔离变压器初、次级之间存在寄生电容，这样高频干扰信号很容易通过寄生电容耦合到次级电路，同时由于绕制工艺问题在初、次级出现漏感将产生电磁辐射干扰。
另外，功率变压器电感线圈中流过脉冲电流而产生电磁辐射，而且在负载切换时会形成电压尖峰；(4)二次整流回路干扰。
开关电源输入EMI滤波器设计与仿真(完整版)实用资料
开关电源输入EMI滤波器设计与仿真（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）开关电源输入EMI滤波器设计与仿真曹丽萍张勋陈晨刘韬摘要：开关电源中常用EMI滤波器抑制共模干扰和差模干扰。
三端电容器在抑制开关电源高频干扰方面有良好性能。
文中在开关电源一般性能EMI滤波器电路结构基础上，给出了使用三端电容器抑制高频噪声的滤波器结构。
并使用PSpice软件对插入损耗进行仿真，给出了仿真结果。
关键词：开关电源；EMI滤波器；三端电容器；插入损耗1、开关电源特点及噪声产生原因随着电子技术的高速发展，电子设备种类日益增多，而任何电子设备都离不开稳定可靠的电源，因此对电源的要求也越来越高。
开关电源以其高效率、低发热量、稳定性好、体积小、重量轻、利于环境保护等优点，近年来取得快速发展，应用领域不断扩大。
开关电源工作在高频开关状态，本身就会对供电设备产生干扰，危害其正常工作；而外部干扰同样会影响其正常工作。
开关电源干扰主要来源于工频电流的整流波形和开关操作波形。
这些波形的电流泄漏到输入部位就成为传导噪声和辐射噪声，泄漏到输出部位就形成了波纹问题。
考虑到电磁兼容性的有关要求，应采用EMI电源滤波器来抑制开关电源上的干扰。
文中主要研究的是开关电源输入端的EMI滤波器。
2、EMI滤波器的结构开关电源输入端采用的EMI滤波器是一种双向滤波器，是由电容和电感构成的低通滤波器，既能抑制从交流电源线上引入的外部电磁干扰，还可以避免本身设备向外部发出噪声干扰。
开关电源的干扰分为差模干扰和共模干扰，在线路中的传导干扰信号，均可用差模和共模信号来表示。
差模干扰是火线与零线之间产生的干扰，共模干扰是火线或零线与地线之间产生的干扰。
抑制差模干扰信号和共模干扰信号普遍有效的方法就是在开关电源输入电路中加装电磁干扰滤波器。
EMI滤波器的电路结构包括共模扼流圈(共模电感)L，差模电容Cx和共模电容Cy。
共模扼流圈是在一个磁环(闭磁路)的上下两个半环上，分别绕制相同匝数但绕向相反的线圈。
开关电源EMI滤波器原理与设计
contents •开关电源EMI滤波器概述•EMI滤波器的工作原理•EMI滤波器的设计方法•EMI滤波器的制造工艺•EMI滤波器的测试与验证•EMI滤波器的应用与案例分析目录在开关电源中，EMI滤波器对于保护电源免受外部电磁干扰以及防止内部干扰影响其他电路具有重要意义，保证了电源的稳定性和可靠性。
EMI滤波器的定义与重要性EMI滤波器的重要性EMI滤波器定义EMI滤波器的分类EMI滤波器的特点EMI滤波器的分类与特点发展趋势技术挑战EMI滤波器的发展趋势EMI滤波器通常由电感、电容和电阻等元件组成，根据需要还可以加入铁氧体磁珠、二极管等其他元件。
其中，电感和电容的作用是阻止特定频率的电磁波通过，而电阻则可以吸收电磁波的能量。
EMI滤波器的电路设计需要根据开关电源的工作频率、电磁干扰的频率和幅度、以及所需的滤波效果等因素来确定元件的参数和电路结构。
插入损耗共模抑制比频带宽度耐压等级确定滤波器的性能指标包括滤波器的插入损耗、反射损耗、阻抗匹配等指标，根据应用场景和电磁兼容标准来确定。
包括电容器、电感器、电阻器等，根据设计需求来选择适当的元件类型和规格。
根据设计需求和元件参数，设计出满足性能指标的滤波器电路。
利用仿真软件对所设计的滤波器电路进行仿真验证，确保其性能指标符合要求。
将所设计的滤波器电路制作成样品，并进行测试，确保其实际性能符合设计要求。
选择适当的滤波器元件仿真验证制作与测试设计滤波器电路设计流程与步骤确定反射损耗反射损耗是指滤波器对信号的反射量，也是衡量滤波器性能的重要指标之一。
反射损耗的计算方法包括反射系数法和导纳变换法等。
确定插入损耗插入损耗是指滤波器插入前后信号电平的差值，是衡量滤波器性能的重要指标之一。
插入损耗的计算方法包括频域法和时域法等。
阻抗匹配为了使信号能够顺利传输，滤波器需要与信号源和负载阻抗进行匹配。
阻抗匹配的计算方法包括欧姆定律法和奇偶模分析法等。
参数选择与计算例如，设计一个针对某开关电源的EMI滤波器，需要考虑到该开关电源的工作频率、输出电压、输出电流等因素，以及所连接的负载特性和电磁兼容标准等。
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电容器和电感器选择：
影响滤波器最终性能的另一个重要问题是 正确选择电容器和电感器。为了滤除纹波电流， 应选用有脉动电流能力的具有低的 ESL 和低的 ESR 的高频衰减电容器。最常用的电容器是铝电 解电容器。
为了得到低的 ESR 和 ESL ，可以将输出电 容器分离成不同的较小的电容器并联放置，以达 到相同的总容量。
Middlebrook的特别元定理（extra element theorem）[2]指出，如果输入滤波器的输出阻抗 曲线远低于变换器的输入阻抗曲线，输入滤波器 不会显著改变变换器的环路增益。
换言之，为了避免振荡，重要的是要保持滤 波器的峰值输出阻抗在变换器输入阻抗之下（见 图３）。
从设计观点来说，滤波器尺寸和性能之间的 一个良好的折衷是在最小阻尼因数为1/√2时获 得的，在转折频率处它提供3 dB的衰减，有利于 控制最终控制系统的稳定性。
开关电源的输入滤波器有两个作用。一是防 止电磁干扰，该干扰由开关源产生，并传递到电 源线路，从而影响到其它设备。输入滤波器的第 二个作用是防止电源线路上的高频电压馈通到 电源输出端。无源LC滤波器方案所具有的特性达 到了上述两个滤波要求。设计输入滤波器的目的 就是是在滤波器的总体性能和尺寸造价之间达 到最好的折衷。
开关电源输入滤波器设计
作者：Michele Sclocchi Michele.Sclocchi@ Application Engineer, National Semiconductor
对于所有的工程师来讲，第一次设计开关电源，总是认为是一门魔术。幸运地是当今市场上提 供了各种工具来帮助设计师们。美国国家半导体公司首家提供“Simple Switcher”软件和在线仿真 工具，得以进行开关电源的设计和仿真。新型超快 MOSFET 和同步高开关频率 PWM 控制器，允许实 现高效和更小尺寸的开关电源。如果输入滤波器设计不当，所有这些优点都可能丧失。超大尺寸的 输入滤波器会不必要地增加造价、体积，并危及系统的总体性能。本文阐述了如何选择和设计开关 电源用的最佳化的输入滤波器。
为
ζ2
=
n +1 n
L 2Rd
LC
要用 Rd 电阻来进行计算。
业已证实，对于一个并联阻尼滤波器，在阻
尼因数等于：
ζ 2opt =
(2 + n)(4 + 3n) 2n2 (4 + n)
时，峰值被最小化， 将上述两个方程式组合，最佳阻尼电阻值
Rd 等于：
Rdopt =
L ⋅ n+1 C 2n
2n2 (4 + n) = (2 + n)(4 + 3n)
这个传递函数呈现一个零点和三个极点，其 ωο=1/√LC处。没有折衷时结果为
中，零点和第一个极点相互紧靠，位于频率 ω
Ffilter2 (s) = 1+
1 L(C + Cd )s2 +
LC ⋅ Cd Rd s3
= 1+
1 LC(n + 1)s2 +
LC ⋅ Cd Rd s3
(1 + Rd Cd s) (1 + Rd Cd s)
+
Zm3
(s)
+
Zm4
(s)
⋅
Zm2 (s) Zm1(s) + Zm2 (s)
=
(Rd + s(L2 + Ld ))
Rd + s(L2 + Ld ) + s 2 Rd [(L1 + L2 ) ⋅ C2 + L1C1 ] + s 3{C2[L1 ⋅ (L2 + Ld ) + L2 Ld ] + L1C1 ⋅ (L2 + Ld )} + s 4 L1L2C1C2 Rd + s5 L1L2 Ld C1C2
Rd Cd s
Rd Cd s
= 1+
L
1 (n + 1) s + LCs2
Rd n
式中 Cd = nC 。
忽略零点后该公式可近似为一个２阶滤波
器：(对于高于 ω ≈ 1/Rd Cd 的那些频率，项 (1+Rd Cd s) ≈ Rd Cd s ) 。
并联阻尼滤波器的近似公式与无阻尼滤波
器的传递函数相同；唯一的不同是阻尼因数ζ
滤波电感器应当设计成尽可能多地降低寄 生电容，输入和输出引线尽可能远地分开，优先 选择单层或堆绕。
在美国国家半导体公司网站， , 人们可以找到设 计一个完整开关电源方案所需要的全部信息和 工具。在这个网站，有数据单，应用笔记，选择 指南，和 WEBENCH 电源设计软件。
L C
n = ∠ Cd = 4C
这里，阻断电容器 Cd 等于滤波器电容器 C 的４倍。
图 5 和图 6 分别示出并联阻尼滤波器的 输出阻抗和传递函数。
图５ 并联阻尼滤波器的输出阻抗
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开关电源输入滤波器设计
图６ 并联阻尼滤波器的传递函数
串联阻尼滤波器:
获得阻尼滤波器的另一种方法是用一个电 阻 Rd 同电感 Ld 串联，然后再同滤波器电感 L
Switched-Mode Regulators”.
３ Robert W. Erickson “Optimal Single
Resistor Damping of Input Filters”.
４ H. Dean Venable “Minimizing Input
Filter”.
５
Jim Riche “ Feedback Loop
荡。
图3：输入滤波器的输出阻抗，开关电源的输入阻抗：两条曲线应很好的分离
并联阻尼滤波器:
在大多数情况下图１所示的无阻尼２阶滤 波器
图4示出一个阻尼滤波器，由一个电阻 Rd 和
一个电容 Cd 串联，然后与滤波器的电容器 Cf 并联。
电阻 Rd 的作用是降低滤波器在截止频率处 的峰值阻抗。电容器 Cd 阻断输入电压的直流分 量，避免在 Rd 上的功率损耗。
图４：并联阻尼滤波器
在谐振频率处，电容器 Cd 应具有比 Rd 更
滤波器的输出阻抗可根据三个阻抗Z1, Z2,
低的阻抗，应比滤波电容器有更大的容量，以便 Z3进行计算出：
不影响主 RL 滤波器的截止点。
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Z filter2 (s) =
1
+
1 1
+
1
=
sL(1 + Rd Cd s)
s3LC ⋅ Cd Rd + s2 L(C + Cd ) + sRd Cd + 1
参考文献：
１ Rudolf P. Severns, Gordon E. Bloom
“Modern DC to DC switchmode power converter
circuits”.
２ R.D. Middlebrook, “Design Techniques
for preventing Input Filter Oscillations in
图９和图 10 示出串联阻尼滤波器的输出 阻抗和传递函数同无阻尼滤波器的相比较。
这个两级滤波器用下述比值进行了优化：
L1
=
L 2
L2 = 7L1
Ld 4
=
L2 2
C2 = 4C1
Rd 4 =
L1 4C1
该滤波器对峰值提供 80dB 的衰减，滤波器
输出阻抗低于2Ω。 开关电源抵制了低于反馈控制环路交越频
无阻尼LC滤波器
第一个简单的无源滤波器方案是图１所示
无阻尼 LC 无源滤波器。理想情况下, 在截止频 率 f0 后,２阶滤波器提供12dB每倍频程的衰减, 对 f0 之前的频率没有增益，在谐振频率处呈现 一个峰值。
f0
=
2π
1 LC
截止频率[Hz] (谐振频率)
图１ 无阻尼 LC 滤波器
图２ 不同阻尼系数的L-C 滤波器的传递函数
Rload
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这个传递函数可以通过频率表达式（弧度）重新写成为：
Ffilter1(ω) =
1
1 − LCω2 + jω
L
Rload
=
1
1+
j2ζ
ω ω0
−
ω2 ω02
s = jω ；
ω0 =
1 截止频率（弧度）； LC
ζ = 1 阻尼系数。 2R C L
传递函数呈现两个负极点： − ζω0 ± ζ − 1 。 阻尼系数 ζ 描述在转折频率处的增益。对 应 ζ > 1，两个极点都是复数，虚部给出在谐 振频率处的峰值特点。随着阻尼因数变小，转折 频率处的增益变大，对于零阻尼的理想极限，增 益将变为无穷大，但实际元件的内阻限制了最大 增益。当阻尼因数等于１时，虚部分量为零，不 存在峰值。 不良的输入滤波器阻尼因数可能会对系统 的总体性能有负面的影响。它可能影响反馈控制 环路的传递函数，引起在电源输出端有某种振
Rd +s(L2 +Ld )+s2Rd[(L1 +L2)C2 +L1C1]+s3[C2[L1{L2 +Ld}+L2Ld ]+L1C1{L2 +Ld}]+s4L1L2C1C2Rd +s5L1L2LdC1C2]
Ffilter 4 (s) =
Zm4 (s)
Zm1(s) ⋅ Zm2 (s) Zm1(s) + Zm2 (s)
(n + 1)
n +1
式中Ｌd = nL
根据串联阻尼滤波器的近似传递函数，阻尼 因数可以计算出：
ζ3
=
1 2
Rd (n + 1)