(精选)双管反激

引言

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电路拓扑简单，输入输岀电气隔离，升/降压范围广，具有输岀多路负载自动均衡等优点,广泛用于多路 输岀

机内电源之中。但在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流 偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，有可 能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大 [1][2]。因此在很多情况下，必需在功率管两端加吸收电路，开

关管的电压应力大。

变换电路，在功率管关断时，变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位，所以功率管的电压 应力和输入电压相等。可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点

[3]。下面分析此种电

路。

电路分析

在稳态条件下。假设(1)所有开关器件都理想的；(2)Lr 远小于Lm ;⑶电路工作CCM 模式，电路图如 图(2-1)。工作原理描述如下;

1. 开关模式1[t0 -11]

图(2 — 1)

性上升，D1和D2已关断,

(2 — 1)

tO 时刻开通S1和S2,

在t1时刻关断S1和S2,此时漏感电流iLr为

(2 —2)

管D1和D2承受反压为Uin.,副边整流二极管D3承受反压为U0+(N2/N1)Uin,变压器副边电流为零，滤波电容向负载供电。

2. 开关模式2[t1 -12]

刻关断S1和S2,由于电感电流不能突变，所以原边续流管D1和D2导通钳位使S1和S2承受反压为Uin ,同时由于磁通连贯原理，漏感电流iLr也导致副边电流iL2的缓慢形成，使副边整流二极管D3导通。

原边电流iLr线性下降为

在t2时刻原边电流iLr=0,

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(2 —5)

3. 开关模式3[t2 -13]

刻原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0, iL2达到最大。此后iL2线性下为降(L2为

%-

此段时间内原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降波型完全相同

变压器副边电感值)，

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(2-6)

在t3时刻

U

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(2 —7)

原边续流管D1和D2承受反压为

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,S1和S2承受反压

[耳+学龙]息。

4. 开关模式4[t3 -14]

刻开通S1和S2,输入电压Uin直接作用Lr和Lm上，漏感电

流iLr从0开始线性上升，

(2 —8)

整流管D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，侧iL2 (t)以更大的斜率线性下降为漏感电流减

减去励磁电感Lm上电流。

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2V1 Lm

(2—9)

(2 —10)

在t4时刻原边续流管D1和D2反压由

上升到Uin, iLr(t) 上升到励磁电流iLm, iL2 (t)=0, 副边整流二极管D3反偏，开始新的PW碉期

iLr

图（2 — 2）

析可知，双管反激变换器具有以下优点： (1 )续流二极管将漏感能量回馈给电源，

(2) 有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压, (3) 不需要额外的吸收电路。

三控制系统结构

采用峰值电流模式，由于引入电流反馈，使系统性能具有明显的优点［3］ : (1)具有良好的线性调整率， 反应速度快；(2)消除输岀滤波电感带来的极点，使二阶系统将为一阶系统，稳定性好；

(3)固有逐个脉冲

电流限制，简化过载保护和短路保护。原理如图( 3— 1)所示。电流型也有缺点，在占空比大于 50%寸，必 须进行电流斜坡补偿，否则系统不稳定［1］。本文采用控制芯片 UC3844［4］，占空比小于50%

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图(3—1 )峰值电流模式控制原理

四实验结果

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Ca)功率管岖动电压旦瞬电•压波形＜b)功率管呃动电压与续流二极.管两端电压沁■

上分析结果，设计了一台机内稳压电源。输入 360〜450V ;输出：+15V(1A) , -15V(0.2A) , +25V(0.2A) 三路,+25V(0.4A);工作频率为100KHZ,最大占空比DMAX=0.45功率45W 变压器用铁氧体 R2KBD 罐型 GU30按反激变压器设计原则设计 [1]。主要波型如下所示:

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以看岀功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。可见双管反激拓扑 在高压输入场合有其独特优越性。图

d 中，原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。

驱动电压(10“搭) CH1驱动电压C 10v/1& ) d CH1岖动电压(10打格)

CH2整流二极管两端电压C 25TT /^ )

功率管驱动电压与整版二极.管电压波舷

CH1驱动电压(10vM) CH2 劇&电济“

Cd)功率管岖动电压与原辺输出电證波舷