(精选)双管反激

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双管反激变换器在大功率新型金属表面处理设备电源中的应用

维普资讯
第９卷第８期
２００６年８月
Hale Waihona Puke 奄潦艘石阈Ｐ０ＷＥＲＳＰＹＴＥＵＰＬＣＨＮ０ＬＩＳＡＮＤＡＰＬＣＡＯＮＳＯＧＥＰＩＴＩ
Ｖｏ．．１Ｎｏ８９Ａｇｓ２０ｕｕｔ０６
ａｄｗｉｔａｅｉｄｐｎｅｔｄｌｔｄａｌａｈｕｓｎｒｙａｄｉｔｒａｆｅｅｙｏｔｕｕｒｎｕｓｒｎｄｈｃｎｂｎｅｅｄｎｌｍｏｕａｅｓｗｅｌｓｔｅｐｌｅｅｅｇｎｎｅｖｌｏｖｒｕｐｔｃｒｅｔｐｌｅａｅｙ
ｋｎｆｗｏｔａｓｓｏｙａｋｃｎｅｔｒｓｄｓｇｅｒｎｔｅｄｓｏｔｕｕｏｄｃｉｎｍｏｅｗｉｈｐｌｅｆｑｅｃｉｄｏ —ｒｎｉｔｒｆｂｃｏｖｒｅｉｎｄｔｗｏｋｉｉｎｉｏｓｃｎｕｔｄ，ｈｃｕｓｅｕｎｙｔｌｅｉｏｈｃｎｏｒ
流断续控制模式，具有独立调频、节脉宽功能，调可控制单个输出电流脉冲的能量及脉冲间隔的双
管反激变换器结构。实验验证了该电路很好地满足ＰＣＥＣ工艺要求。关键词：源：电流断续模式；双管反激变换器电
文献标识码：Ｂ
文章编号：２９２１（０６０－０７００１ — ７３２０）８０２ — ３
０引言
ＰＣ（ｌｓａｎａｃｌｃｏｃｅｃｌｕｆｃＥＣＰａｍＥｈｎｅＥｅｔ－ｈｍｉｒｅｒ－ａＳａＣｒｍｃＣａｎ）称为等离子体增强电化学表面ｅａｉ— ｏｔｇ全ｉ陶瓷化技术。是一种新型金属表面处理技术。与传

双管双变压器正-反激组合变换器研究

关键词：换器；压器；匝比变变
中图分类号：Ｍ６Ｔ４文献标识码：Ａ文章编号：００１０２０）ｌ０２ — ３１０ — ０Ｘ（０７ｌ一０６０
ＡｎｌｓｓｏｒｒｆｙｃｎｖｒｅｍｐｏｎｇＴｗｏＳｗｉｃｅａｙｉｆａＦｏｗａｄ－ｂａｋＣｏｅｔｒｅｌｌｙｉｔｈｓａｎｄＴｗｏＴｒｎｆｒｅＦｅｇ
（ｉｄｚｅｅａｃＩｓｔｔ，ｎｄｚｅ３０１ＣｉａＪｇｅｈｎＣｒｍｉｎｔｕｅｆｇｅｈｎ３３０，ｈｎ）ｎ；ｌ
ＡｂｔａｔＡｏｅｒａｄｆｂｃｏｖ￣ｒｅｌｙｎｗｒｎｆｒｒｎｗｏｓｔｈｓｉｒｓｎｅ．ｈｓｆｔｏｓｒｃ：ｎｖｌｏｗｒ — ｙａｋｅｎｅｅｍｐｏｉｇｔｏｔａｓｍｅｓａｄｔｗｉｅｓｐｅｅｔｄＴｅｕｅｏｆｌｏｃｗ
维普资讯
第４１卷第１１期２００７年１１月
电力电子技术
ＰｏｒＥｌｃｒｎｃｗｅｅｔｏｉｓ
Ｖｏ．１４１．Ｎｏ１．ｌ
Ｎｏｅｅ，０７ｖｍｂｒ２０
双管双变压器正－反激组合变换器研究
李晓高，洪峰
３３０）３０１（德镇陶瓷学院，西景德镇景江
摘要：出了一种双管双变压器结构的正反激组合变换器，提并分最大占空比限制、输出电流波形、出特性、输对正反激变压器传输功率分配的影响、正反激变压器功率分配与匝数比的关系５个方面对两变压器匝比相等和不等的情况进行了分析比较，出匝比不等时虽然电流纹波大些，指但可通过改变匝比灵活分配两变压器的功率．高效提率，改善性能。实验结果验证了理论分析的正确性。

南航硕士论文-双管反激

电流临界连续模式
图 2-2 电感 L1 和 L2 的电流波形
2.1.1 电流断续模式
电流断续工作模式表示副边电感电流 iL 2 在开关 S 关断期间已下降到零，电感电流波形如 2-2(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下：
i L1 = U in ⋅ t L1 ; t ∈ [0, DTs ] ; t ∈ [DTs , Ts ] iL1 = 0
T
D3 N2 Cf RL
+
S1 C1 S2
D1
+
Llk N1
D3 N2 Cf RL U in C1
N1
D1
Uin
C2
D2
Llk
−
D2
S
−
L
图 1-3
双晶体管、双二极管箝位电路
图 1-4
LCD 箝位电路
1.1.3 LCD 箝位电路
如图 1-4 所示该箝位电路有两只箝位二极管 D1 、 D2 ，一个箝位电感 L 和一个箝位电容 C 2 组成，由于箝位电路中不存在电阻，因此该电路是无损的。该电路的优点是：变压器漏感能量无损地回馈到电网中去。该电路的缺点是：高频时箝位元件在谐振时峰值电流较大，这个电流流过功率开关管 S，增加了其电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通，存在开通损耗，一般使用于开关频率低于几十 kHz 场合，以保证高变换效率。
iL1
I vc iL 2 iL1
iL1
+
N1 : N2
L 1 L2
D
C
iL2
io
R Uo
S
−
图 2-1 反激变换器电路拓扑
iL1
I pc
iL 2

(完整word版)反激电路

一、单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。

工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

3、工作波形工作波形如下：连续工作模式：断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1）连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2）而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1））（1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10）将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13）将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。

两种双管反激型变换器的研究和比较

两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。

为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。

客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。

最后，实验结果进一步验证了以上的观点。

关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。

但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。

另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。

传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。

本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。

本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。

2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。

传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。

副边二极管反向偏置，副边电流为零。

当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。

二极管D1及D2随即导通，由于实际电路中漏感的影响，变压器原边上的电压被钳在－Vin，副边二极管因此导通。

双管准谐振反激技术用于一体机电脑电源的高效率实现

Vds _ max Vds _ on _ max Vspike 521 1 15% 600V
假如采用95%降额，开关管的耐压需要630V以上，考虑开机和其它异常条件下，需要650~700V电压额定值的MOSFET，但是此种MOSFET的导通电阻往往较高，将产生较高的导通损耗。另外，由于准谐振变换器工作在临界断续状态，峰值电流会更大，又导致Vds尖峰更高，开关管的关断损耗会增加，还有更多的能量被RCD钳位电路消耗，效率损失变严重了。结合实际经验，无论普通单管反激还是单管准谐振反激都不适于大功率如150W以上的应用。 LLC 谐振变换器
谐振变换器的优点，具有简单可靠，高能效易生产的特点，性价比高，很好地满足了AIO 电源的要求。单管准谐振反激变换器图1 是当今流行又易于设计的单管反激变换器。由于其具有低的开通损耗，广泛应用于小功率电源，主要应用功率范围是150W以下。图中开关管Q1的开通损耗是
PLoss _ switch _ on
V DS
1 V IN n VO VF 2
双管关断时的漏感和开关管的寄生输出电容之间产生谐振，谐振峰值电压由于续流二级管D1、D2的导通而被钳位在VIN，大部分能量回收到输入电容。针对T2区间的能量回收和VDS钳位，在此做进一步的描述分析(以下管Q2为例)。
图10是下管关断波形，取其关断瞬 VIN 间及谐振结束后一小段时间分为四个 (VIN +n VO)/2 区间（t1,t2,t3,t4）
tON VGS VDS VDS_ON_MAX VIN
tOFF
tON VGS
tOFF
nVO
VDS VIN VDS_ON
nVO nVO
IP IPP

RCD双管串联反激设计和损耗计算

3
b1 = 0.048
4 2
b1 = −2.905 × 10
5 3
−3
b1 = 7.283 × 10
6
−5
Vf ( If ) := b1 + b1 ⋅ If + b1 ⋅ If + b1 ⋅ If
3 4 5 6 0.8 0.686 0.571 Vf ( If ) 0.457 VF 0.343 0.229 0.114 0 0 4 8
励磁电感量
假定系统工作在羱续状虀最低电压输入时励磁电流最大值和初始值的比值为：Ip2=2Ip1
α := 2 Iav := P0 η⋅ Vinmin 2Iav Dmax⋅ ( 1 + α) Iav = Ip1 + Ip2 2 ⋅ Dmax
Iav = 0.5 A
Ip1 :=
Ip1 = 0.775 A ΔI = 0.775 A Lm = 1.707 × 10
3× 10 t
4× 10
5× 10
电流有效值
IT1ef :=
1 ⌠ ⋅⎮ Ts ⌡
2
( IT1( t) ) dt
2
IT1ef = 0.505 A PT1on = 2.164 W PT1on2off = 0.544 W PT1off2on = 0.055 W PT1C = 0.41 W PT1 = 3.172 W PMos = 6.344 W
I1 := 1A
已知
Ipav = ( I1 + I2) 2 ⋅ D0 ΔIp = I2 − I1 V1 =
V1 := Find( I1 , I2) I1 := V1 I2 := V1
0, 0 1, 0
⎛ 0.455 ⎞ A ⎜ ⎟ ⎝ 1.418 ⎠

双管反激

1.1课题背景及其意义在科学技术发展的推动下，电源技术也有了明显的进步，随着电力电子技术更多的运用于电源。

电源的性能和节能性也不断提高。

众所周知，电源是任何用电设备的核心部分，提高用电设备的性能对电源的要求也会提高。

电源朝着体积越来越小，成本越来越低，效率日益增高的方向发展。

传统的电源采用的是线性稳压技术，存在大量稳压电源模块，传统线性稳压电源使用可靠性强，输出纹波电压小，稳定性突出。

但是都含有体积很大的工频变压器和滤波器。

为了克服这一问题，开关电源应运而生。

开关电源最先被应用于航天领域。

开关电源是指将一种电源形态转变为另一种电源形态，转变过程中运用自动闭环控制并且设有保护环节，转变开关则使用半导体功率管。

开关电源的组成器件大多工作在高频开关状态，因此，耗能低，可靠性和稳定性高。

开关电源可以适应在110V~220V的电网电压。

目前，作为自动化，机电一体化，电力传动等技术的基础的电力电子技术，发展方向为高频化，硬件结构模块化。

提高开关电源的频率，有利于改善性能，抑制干扰，使电源小型化。

1.2国内外开关电源的研究现状国外首先采用的是晶体管直流变换器，这种方式利用的是磁芯的磁饱和。

这种技术输入电压低，功率频率低。

20世纪中叶，高电压，大电流功率开关管出现，开关电源在制作过程中不在使用工频降压变压器，开始变得高效率，体积小，重量也减小不少。

20世纪70年代，随着高频率，高电流的功率管快恢复的肖特二极管，高频高温电容的产生，开关电源有了进一步发展。

我国开关电源工作起步于20世纪60年代初，起步的初期即以实用性为发展目标，十年间我国开关电源技术有了很大的发展。

七十年代，我国已经可以自主研发不含工频降压变压器的开关电源。

最近的二十年，我国已经制造出输出功率在1000W以下，频率为20kHz左右的开关电源。

目前我国的开关电源与欧美的科技强国仍存在较大差距。

开关电源发展现状中存在的主要问题：（1）开关噪声和干扰严重。

双管反激mos管应力大小

双管反激mos管应力大小摘要：1.双管反激电路简介2.MOS 管的应力大小分析3.影响MOS 管应力大小的因素4.降低MOS 管应力的方法正文：一、双管反激电路简介双管反激电路是一种常用的DC-DC 变换器电路，主要由两个MOS 管、两个电感、两个电容和两个二极管组成。

这种电路结构可以在输入电源电压较低或负载电流较大的情况下，提供稳定的输出电压。

二、MOS 管的应力大小分析在双管反激电路中，MOS 管承受的应力主要来自于两个方面：电压应力和电流应力。

1.电压应力：在双管反激电路中，MOS 管的G 极和D 极之间的电压为输入电源电压的一半。

当输入电源电压变化时，MOS 管的电压应力会发生相应的变化。

2.电流应力：MOS 管的电流应力主要来自于负载电流的变化。

在双管反激电路中，当负载电流较大时，MOS 管的电流应力会增大。

三、影响MOS 管应力大小的因素在双管反激电路中，影响MOS 管应力大小的主要因素有：1.输入电源电压：输入电源电压的变化会影响MOS 管的电压应力和电流应力。

2.负载电流：负载电流的变化会影响MOS 管的电流应力。

3.MOS 管的参数：MOS 管的参数，如最大电压、最大电流等，会影响其应力大小。

四、降低MOS 管应力的方法为了降低MOS 管应力，可以采取以下措施：1.选择合适的MOS 管参数：根据电路需求和负载电流大小，选择最大电压和最大电流适当的MOS 管。

2.增加电容和二极管：在双管反激电路中，增加电容和二极管可以减小MOS 管的电压应力和电流应力。

3.采用恒流源：在双管反激电路中，采用恒流源替代MOS 管，可以减小MOS 管的应力。

飞兆推出一款双管反激式解决方案

飞兆推出一款双管反激式解决方案一体型(All-In-One, AIO) 应用设备电源的设计人员一直面对对空间有限、满足世界各地能源法规要求，以及提供易于设计之解决方案的挑战。

为了应对这些挑战，全球领先的高性能功率和移动产品供应商飞兆半导体公司(Fairchild Semiconductor) 推出一款采用mWSaver 技术的双管反激式解决方案。

用于AIO 设备的传统电源拓扑解决方案包括LLC 和单开关准谐振(QR) 反激式拓扑。

要在易于设计性、不同负载水平的功率损耗，以及效率三方面取得平衡时，每种拓扑都各有其优劣之处。

对于AIO 设备的功率范围，LLC 提供最佳的总体效率，优于双管QR 和单开关QR 反激式转换器。

不过，由于LLC 变压器的设计很难，因此在三种拓扑中具有最高的轻负载功耗。

单开关QR 反激式转换器的效率最低，但是它们易于设计且在轻负载下具有低功耗。

飞兆半导体的双管QR 反激式拓扑和次级端同步整流方案是用于AIO 应用设备的理想解决方案，能够提供良好的总体效率，降低轻负载功耗，而且易于设计。

飞兆半导体提供的AIO 解决方案非常适合75W~230W 功率范围应用，包括FAN6920MR 集成式临界导通模式PFC 和准谐振电流模式PWM 控制器产品；FAN7382 栅极驱动器；以及用于反激式拓扑和正激续流整流的FAN6204 次级端同步整流(SR)控制器。

而且，这些器件都具有同级最佳的无/轻负载功耗，能够实现达到2013 ErP 标准的设计，并可省去LLC 解决方案所需的附加电路。

此外，这些器件采用了mWSaver 技术，可为AIO 解决方案提供最低的待机输入功率。

准谐振控制技术既能够减少缓冲器和泄漏电感的损耗，同时也可改进散热性能。

此外，它更降低了SR MOSFET 的Vds 以提高效率，并实现更。

双管反激式开关电源电路原理

双管反激式开关电源电路原理引言：双管反激式开关电源电路是一种常用的电源电路，通过合理设计和控制，能够实现高效率、稳定输出的电源供应。

本文将介绍双管反激式开关电源电路的原理及其工作过程。

一、双管反激式开关电源电路概述双管反激式开关电源电路是一种采用反激式开关电源拓扑结构的电路。

它由输入电源、变压器、开关管、输出滤波电容等组成。

其中，开关管起到开关作用，通过控制开关管的导通和关断，实现能量的转换和稳定的输出。

二、双管反激式开关电源电路原理1. 输入电路：将输入电源接入电路中，一般通过整流电路将交流电转换为直流电。

直流电经过滤波电容后，进入后续的电源电路。

2. 变压器：双管反激式开关电源电路中的变压器是一个重要的元件。

它能够实现电压的变换和隔离，同时也是能量传递的关键部分。

变压器通过磁耦合作用，将输入电压转换为合适的电压供给开关管。

3. 开关管：在双管反激式开关电源电路中，开关管起到开关作用，控制能量的流动。

常用的开关管有MOSFET和IGBT等。

通过控制开关管的导通和关断，可以实现能量的转换和电源输出的稳定。

4. 控制电路：双管反激式开关电源电路中的控制电路起到控制开关管工作状态的作用。

控制电路一般由脉冲宽度调制（PWM）控制器、反馈电路等组成。

PWM控制器用于控制开关管的导通和关断时间，从而控制输出电压和电流的稳定性。

5. 输出滤波电容：为了减小输出电压的纹波和噪声，双管反激式开关电源电路中通常会添加输出滤波电容。

滤波电容能够平滑输出电压，提高电源的稳定性。

三、双管反激式开关电源电路工作过程1. 开关管导通状态：当PWM控制器输出高电平时，开关管导通，输入电源通过变压器传递能量给输出端，同时滤波电容会储存一定电量。

2. 开关管关断状态：当PWM控制器输出低电平时，开关管关断，此时变压器的磁场能量会释放，电流不再流向输出端，滤波电容会释放能量给输出端。

通过不断交替的导通和关断，双管反激式开关电源电路能够实现能量的转换和稳定输出。

准谐振软开关双管反激变换器

准谐振软开关双管反激变换器黄阳强;许建平;殷刚;马红波【摘要】在传统双管反激变换器基础上,通过引入谐振网络,并用开关管替换一次侧的一个钳位二极管,提出一种准谐振软开关双管反激变换器.该变换器具有双管反激变换器的优点,所有开关管电压应力钳位在输入电压,因此可选取低电压等级、低导通电阻MOSFET以提高变换器的效率、降低成本;利用谐振电感与隔直电容谐振,实现变换器全部开关管的零电压导通(ZVS),减小了开关管的开通损耗.同时漏感能量回馈到输入电源,减小了谐振电感电流的反向峰值,降低了开关管的关断损耗,进一步提高变换器的效率.本文研究变换器工作在励磁电感电流单向工作模式时的工作原理和工作特性,重点分析开关管电压、电流应力及其ZVS条件.最后,设计一台60W的实验样机,实验结果验证了理论分析的正确性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)018【总页数】10页(P4313-4322)【关键词】谐振;软开关;双管反激变换器;漏感能量回馈【作者】黄阳强;许建平;殷刚;马红波【作者单位】西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031;西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031;西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031;西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031【正文语种】中文【中图分类】TM46单管反激变换器具有电路简单、输入与输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率场合。

然而，由于变压器漏感的存在，在开关管关断瞬间，产生电压尖峰，使开关管承受很高的电压应力。

同时，传统单管反激变换器工作在硬开关状态，开关损耗大且电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）严重，影响了反激变换器的性能[1,2]。

为了解决单管反激变换器的这些问题，文献[3-20]提出了很多解决方案。

准谐振反激变换器实现了开关管漏源电压的谷底开通，降低了开关损耗，但开关频率随负载的减小而增加，严重影响了轻载效率，且开关频率受输入电压影响较大[3]。

双管反激变换器

此后iL2线性下降，iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2) （6）在t3时刻iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2) （7）在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3) （8）此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)] （9）iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：——续流二极管将漏感能量回馈给电源；——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；——不需要额外的吸收电路。

2 控制系统结构采用峰值电流控制模式，如图3所示。

由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：——具有良好的线性调整率，反应速度快；——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。

双管反激电路小结

双管反激电路小结双管反激DCDC1.1原理图说明双管反激电路由两个同时导通和关断的开关管VT1、VT2；两个钳位二极管VD1、VD2；输入滤波电容C1、C2；输出滤波电容C3；输出整流二极管VD3，高频变压器Trans1组成。

钳位二极管在反激的过程中把开关管承受的峰值电压钳制在输入电源电压，可以大大降低每个开关管上的电压应力，扩大了开关管的选择范围；变压器原边起到储能电感的作用。

1.2工作原理：VT1和VT2同时导通，同时关断。

场效应管导通时，能量储存在变压器的磁路中；关断时，磁能转化为电能传至负载。

VD1和VD2的接法可以把过剩的反激能量反馈到电源Ui中，同时可以把场效应管承受的峰值电压和原边绕组的钳位电压都钳制在Ui。

1）VT1和VT2同时开通，直流电压Ui加在原边绕组上。

此时输出整流二极管VD3反向偏置关断，副边绕组没有电流。

输入Ui为变压器原边储能，原边电流Ip线性增加Ui/Lp=dIp/dt。

此时变压器原边相当于电感，磁芯内磁感应强度将由剩余磁感Br上升到峰值Bp。

两只场效应管上的压降为其导通压降。

2）当VT1和VT2同时关断时，由于反激作用，变压器上所有的电压反向，钳位二极管把原边绕组的反激电压和开关管两边的电压钳制在输入电压。

储存在原边绕组的能量一部分向副边传递，同时有一部分通过钳位二极管VD1和VD2返回给电源。

当副边的电流增加至N1/N2 * Ip(N1为原边匝数，N2为副边匝数)时，两个钳位二极管停止导通，原边电压Vp降至副边绕组的反射电压（即C3上的电压这算到原边上的电压），场效应管上的压降为（Ui+Uo）。

输出三极管VD3导通，副边电流以一定速度衰减dIp/dt=Uo/Ls。

当副边绕组电流Is降到零时，原边绕组的电压也将为0，这时场效应管承受的电压为Ui。

反激过程中，磁芯磁通密度将由峰值Bp下到剩余磁感应强度Br。

经过一段时间后，VT1、VT2同时导通，进入下一个周期。

3）在VT1和VT2不同时关断的情况下，电流会通过钳位二极管继续流动。

双管反激-详细说明

NS NP
Uin
)
Uo
4-4
(4-1)
Uo
D D'
NS NP
U in
Uin (t Lr Lm
t0 )
i2 t0
D3
D3
U o (N2 N1)U in D1 D2
i2 (t) 0
I Lr (t1)
ILr (t0 )
U in Lr Lm
(t1
t0 )
2[ t1 ~ t2 ]
Uin Lm
(3-1) C
U in (3-2) (3-3)
12
t1
S1 S2
D1 D2
U in S1 S2
æU o
Ts D 2U in 2 2L1I o
(2-6)
I L1p
Uin D Ts L1
IL2 p IL1p / n
n N2 N1
DCM
S
(1 D)TS
DCM
Toff
I L2 p L2 Uo
(1 D)Ts
(2-7) (2-8)
n
L2 L1 n2
(2-9)
(2-2) (2-3)
(2-4) (2-5) (2-6)
I pc
k1 2k
I
pd
(2-22) (2-31) (2-32)
CCM DCM
CCM
(2-23) (2-24) (2-25) (2-26) (2-27) (2-28) (2-29) (2-30) (2-31) (2-32)
8
Irmsc
Irmsd
3k 2 1 2k
(2-32) (2-33)
2.1.4.2 (2-15)
C1
S2
1-3

(精选)双管反激

引言电路拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，具有输出多路负载自动均衡等优点，广泛用于多路输出机内电源之中。

但在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。

当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。

因此在很多情况下，必需在功率管两端加吸收电路，开关管的电压应力大。

变换电路，在功率管关断时，变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位，所以功率管的电压应力和输入电压相等。

可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

下面分析此种电路。

二电路分析在稳态条件下。

假设(1)所有开关器件都理想的；(2)Lr远小于Lm；(3)电路工作CCM模式，电路图如图(2-1)。

工作原理描述如下；1.开关模式1[t0－t1]t0时刻开通S1和S2, 输入直流电压Uin作用Lr和Lm上，漏感电流iLr线图（2—1）性上升，D1和D2已关断，(2—1)在t1时刻关断S1和S2, 此时漏感电流iLr为(2—2)管D1和D2承受反压为Uin.,副边整流二极管D3承受反压为U0+(N2/N1)Uin,变压器副边电流为零，滤波电容向负载供电。

2. 开关模式2[t1－t2]刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，所以原边续流管D1和D2导通钳位使S1和S2承受反压为Uin，同时由于磁通连贯原理，漏感电流iLr也导致副边电流iL2的缓慢形成，使副边整流二极管D3导通。

原边电流iLr线性下降为在t2时刻原边电流iLr=0,(2—5)此段时间内原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降波型完全相同.3. 开关模式3[t2－t3]刻原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0, iL2达到最大。

此后iL2线性下为降(L2为变压器副边电感值)，(2-6)在t3时刻(2—7)原边续流管D1和D2承受反压为,S1和S2承受反压。

双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理

双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理摘要：根据高电压宽输入电力电子变换器的供电需求，设计了一种双管反激辅助电源。

分析了双管反激变换器的工作原理；针对宽输入电压范围带来的电流环次谐波振荡问题，设计了斜坡补偿电路；提出了一种电流控制型双管反激变换器的低损耗启动电路。

实验证明所设计的高电压宽输入双管反激辅助电源有效可行。

0 引言各种电力电子变换器系统离不开集成芯片与功率开关，因而需要辅助电源为其中的控制电路、驱动电路、调理与采样电路以及传感器等提供+5 V、±15 V等各种等级的辅助工作电压，辅助电源已成为电力电子变换器的重要组成部分。

辅助电源的输入由电力电子变换器母线电压提供，为了保证电力电子变换器的稳定运行，不论母线电压如何变化，辅助电源均要稳定工作，即辅助电源应能在高电压和宽输入范围内输出稳定的电压，保证电力电子变换器的正常工作。

文献[1]中辅助电源使用LLC谐振变换器拓扑，该拓扑对谐振参数较为敏感，且仅在谐振点附近效率较高，不适合应用于宽电压输入场合。

相比其他拓扑，反激变换器结构简单、体积小、占空比变化范围宽，是辅助电源的理想选择。

文献[2-4]中高电压宽输入辅助电源均采用了单端反激拓扑结构，但单端反激变换器开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压、副边折射电压以及漏感尖峰电压之和，在高输入电压时开关管电压应力很大，导致开关管成本大大增加。

文献[5]采用两个反激变换器串联来解决单管电压应力大的问题，但是需要额外增加两串变压器绕组，这增加了变压器体积，产生的损耗也是单管反激变换器的两倍，随着风力发电与光伏发电等高电压宽输入电力电子变换器应用范围的不断扩大，急需研发与高电压宽输入电力电子变换场合相适应的辅助电源。

双管反激电路开关管所承受的电压应力仅为直流输入电压，开关管关断时的漏感能量通过二极管回馈到直流输入电源，不需加入RCD吸收电路，是高电压宽输入辅助电源的理想选择[6]，本文对此进行研究与设计。

双管反激电路匝数计算

双管反激电路匝数计算相对于正激变换器来说，反激变换器不需要输出滤波电感，结构简单，成本降低。

相对于半桥变换器来说，反激变换器输入电压范围广，适合各种不同电压等级场合。

相对于其他非隔离输入变换器来说，反激变换器输入输出电气隔离，安全可靠性高。

而且反激变换器易于多路输出，常用于多路输出的小功率场合。

但是对于输入电压较高的场合，单管反激变压器的开关管要承受约两倍输入电压的高压，这对系统的可靠性和开关管的选择都十分不利。

本文介绍一种双管反激变换器的拓扑，对于改善高压场合反激变换器有十分明显的效果。

1工作原理分析电路所示：M1，M2为主开关管；D1，D2为箝位二极管；D3为输出整流二极管；C1为输出滤波电容；R1为负载；LP为变压器原边绕组等效电感，Lr为变压器漏感；Ls为变压器副边绕组等效电感。

与单管反激一样，双管拓扑中的主开关管开通时，把能量储存在磁路中，断开后，磁能转化为电能传至负载。

电路中D1，D2把过剩的反激能量反馈回电源D1，Uin。

电路的工作模式可分为四个部分。

[t0~t1]t0时刻，M1，M2同时导通，D1，D2关断，输入直流电压作用在变压器原边绕组电感和漏感上，变压器漏感电流线形上升，则有。

箝位二极管D1，D2承受的反压为Uin，输出整流二极管D3承受的电压为U0+UinN2/N1，副边没有电流通过。

到t1时刻，漏感电流上升到。

[t1~t2]t1时刻，M1，M2同时关断。

但是由于电感电流不能突变，形成反向电压，D1，D2导通，M1，M2承受输入电压Uin，同时输出整流二极管D3导通，副边有电流iLs流过负载，电流大小为。

原边电流iLr线性下降，则有，t2时刻原边电流大小为下降至0。

[t2~t3]时，M1，M2仍然处在关断状态。

t2时刻，原边电流和箝位二极管上的电流下降为0，副边电流达到最大值，此后呈线性下降，则有。

箝位二极管D1，D2承受的电压为，开关管M1，M2上承受的电压也为。

到t3时刻，副边电流下降为。