非隔离式光伏并网逆变器漏电流抑制策略的仿真研究

非隔离式光伏并网逆变器漏电流抑制策略
的仿真研究
高文祥1 王明渝1 王立健1 邓湘鄂1 李翀 2
（1.重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室 重庆 400030
2.河北省电力研究院电力计量所 石家庄 050021）
摘要光伏并网系统通常包含隔离变压器，以保障人身安全和抑制光伏系统和地之间的漏电流。

但隔离变压器的引入，也增加了系统的损耗、体积以及成本。

如果去掉隔离变压器，系统的效率会得到提高，但同时由于光伏阵列和地之间的电容，也会产生很大的漏电流。

为了抑制漏电流，本文分析了漏电流产生的共模模型，并研究了基于三相四臂制的抑制策略。

其中，前三桥臂采取传统的控制方法，第四桥臂独立控制。

仿真结果表明该控制策略可以很好的抑制漏电流。

关键词：隔离变压器 漏电流 共模模型 三相四桥臂
中图分类号：
Simulative Research on the Strategy of Restraining the Leakage Current of Non-isolated Photovoltaic Inverter
Gao Wenxiang1Wang Ming-yu1 Wang li-jian1 Deng Xiang-e1 Li Chong2 (1. State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology
Chongqing 400030 China
2. Power Measurement of the Hebei Electric Power Research Institute
Shi Jiazhuang 050021 China)
Abstract Grid connected PV systems usually include an isolated transformer. The transformer provides personal protection and avoids leakage currents between PV systems and the ground. However, it increases the loss, size and cost. If no transformer is used, there will be an increase of efficiency, and also great leakage current due to capacitance between the PV array and earth. To suppress the leakage current, a common-mode model is introduced, and a strategy based on three-phase four-leg are studyed in this paper. The first three legs is controlled with the traditional methods and the fourth leg is controlled independently. The simulation results show that the strategy can restrain the leakage current well.
Key words: isolated transformer, leakage current, common-mode model, three-phase four-leg
随着不可再生资源的枯竭，光伏产业的发展受到世界各国的大力支持。

中国的光伏产业发展十分迅速，并计划在2020年实现装机容量达到20GW。

为了节省发电成本，光伏系统效率的提高显得越来越为重要。

基于太阳能阵列的能量转换效率相对低（约在15%左右）的事实，所以，就以最小的太阳能面板获得最多的输出功率来说，高效逆变器结构具有非常重要的意义。

在功
率转换的过程中，实现更高的转换效率是一个极具挑战性的目标。

目前针对效率提高的新技术不断涌现，针对无隔离变压器结构的光伏并网装置的研究已经成为其中一个热点。

传统的光伏并网装置都要包含有隔离变压器，以消除漏电流，保障人身安全和确保设备的正常使用。

然而隔离变压器也增加了系统的级数，降低了整体的转换效率。

然而隔离变压器的消除使得光伏阵列和网侧有了电气连接，由于光伏电池和地之间存在分布电容（在潮湿环境下该电容值可能达到100nF，甚至更高）,当光伏阵列与网侧通过并网装置和地形成共模回路时，会产生很高的共模漏电流。

共模漏电流不仅会造成安全隐患，还会影响设备的正常使用，加速设备老化。

因此若要实现非隔离结构，首先就要解决漏电流的抑制问题。

文献[1]分析了三相非隔离并网逆变器的共
模电路等效模型，并提出了一种新的拓扑，但该拓扑结构复杂，增加了装置的损耗。

文献[2]提出了基于传统三相三桥臂电路的抑制策略RSPWM1和RSPWM2，该方法对空间矢量调制进行改进，只选择其中三个开关状态。

然而RSPWM1直流母线电压利用率偏低，RSPWM2共模电压比较大，会造成大的共模干扰。

文献[3]提出采用滤波器的方法，但这不能从不能源头上消除共模漏电流。

本文在分析共模漏电流产生的原因的基础上，研究了基于三相四臂制电路的共模电流抑制策略，该策略能有效抑制共模漏电流。

由于前三桥臂采用传统的控制方案，而第四桥臂独立控制，实现简单，改造方便。

1 并网逆变器的共模回路分析
如图1所示，由于失去了隔离变压器的电位隔离，光伏阵列和网侧形成电气连接。

通过并网
逆变器和地,形成共模回路。

图1 三相四臂制电路
Fig.1 Three phase four-leg circuit
图2所示为引入第四桥臂后的共模回路模型。

其中V cm共为模电压, I cm为共模电流，V an、V bn、V cn、V dn逆变器各桥臂输出点到参考点n 之间的电压，I1、I2、I3、I4为逆变器输出电流。

i a、i b、i c为入网电流。

C pv为光伏阵列对地的分布电容。

L1=L2=L3=L4为滤波电感, C1=C2=C3为滤波电容, V c1、V c2、V c3为滤波电容两端电压。

图2 共模等效电路
Fig.2 Common mode circuit
则由图2可得共模电压方程
1
1
2
2
3
3
cm an a
cm bn b
cm cn c
dI
V V L e
dt
dI
V V L e
dt
dI
V V L e
dt
=−−
=−−
=−−
（1）
4
41
4
42
4
43
cm dn c a
cm dn c b
cm dn c c
dI
V V L V e
dt
dI
V V L V e
dt
dI
V V L V e
dt
=−−−
=−−−
=−−−
（2）
联立可求得：
4
4322
1
()
3
cm dn c c c
dI
V V L V V V
dt
=−−++（3）
又由于：
1234
a b c
I I I I I I I
+++=++=（4）
且V c1、V c2、V c3电压频率比较低，对共模电流的影响很小，此处忽略电容电压的影响，联合式（1）~（4），可得共模电压为：
()
1
4
cm an bn cn dn
V V V V V
=+++（5）
cm
cm pv
dV
I C
dt
=（6）
逆变器产生的共模电压与开关状态和直流母线电压有关。

图表1显示了不同的开关状态所对应的共模电压值。

定义S x为上桥臂不同开关导通数目所对应的开关状态。

x为上桥臂开关导通数。

x取值0、1、2、3、4。

由表1可知上桥臂开关导通数目决定了共模电压的大小。

由式（6）可知，共模电流的大小与共模电压的频率有关。

开关频率越高，对应共模电压的频率越高。

当逆变器工作在较高频率下，此时共模电压具有很高的dv/dt，可达每秒几千伏，所产生的共模电流值将会很大，而当共模电压是一个恒定值时，共模电流为零。

表1 开关状态与共模电压
Tab.1 Switch state and associated common mode
voltage
S 开关状态V cm
S00000 0
S11000、0100、
0010、0001
V dc/4
S21100、0110、
0011、1010、
1001、0101
V dc/2
S21110、1101、
1011、0111
3V dc/4
S41111 V dc
从图表1可以看出，状态S0与S4对应零矢量。

零矢量的出现，使得共模电压很难控制维持在一个稳定的值。

在抑制漏电流时，应尽量避免零状态的出现。

状态S3对应的共模电压为直流侧电压的75%，会造成比较大的共模干扰。

状态S1对应的共模电压幅值比较小，但同时直流侧电压利用率也比较低。

状态S2对应的共模电压为
V dc/2，为了提高直流侧电压利用率，可以只选择状态S2。

2漏电流抑制策略
由于三相四臂制电路多了一个桥臂，增加了控制自由度，但同时也增加了控制的难度。

目前针对三相四臂制电路的控制方案多比较复杂。

若基于常用的四臂制电路的控制方案来抑制共模电流，势必进一步加大难度。

上文分析只选择状态S2，状态2对应上桥臂始终有两个开关导通。

此时，可以采用前三桥臂与第四桥臂分开控制的方案。

前三桥臂采用传统的三相桥式电路的控制方案，第四桥臂独立控制，其控制信号与前三桥臂开关状态有关。

三相桥式电路目前常用的控制方案有SPWM和SVPWM。

SPWM控制方案是将调制波与三角载波进
行比较，经逻辑判断取得开关信号。

传统三相三桥臂SPWM调制，三相调制波与一个载波进行比较。

然而在每个载波的峰值时刻，总会出现零状态。

为了尽量避免零状态的出现，可以采取载波相移的方法。

该调制方法是将三相调制波与三个相互错开相互错开T/3的载波进行比较，可以减少零状态出现的几率。

T为载波周期。

该方案在满足一定的调制度时能够完全避免零状态的产生[4]。

0.666
M<(7) 在该调制度范围内，该方案可以取得很好的抑制效果。

超出该范围时，零状态出现的几率又会增大，对共模电流的抑制效果也会显著下降。

这在一定程度限制了该方案的应用。

第四桥臂的控制信号可以通过阀值判断得到。

图3 第四桥臂的控制
Fig.3 Control of the 4th leg
图3中Sa、Sb、Sc为前三上桥臂的开关导通信号。

当前三个上桥臂开关导通数目大于1时，第四上桥臂开关关断。

载波相移调制策略在M>0.666时，由于不能完全避免000和111这两种零状态，此时，仍会产生V dc/4 与3V dc/4大小的共模电压，对共模漏电流的抑制效果也会下降。

如果工作在M<0.666，存在直流侧电压利用率偏低。

为此，可采用空间矢量的调制策略，控制开关管开关状态的选择，可以有效避免零状态的产生，同时提高直流侧电压的利用率。

前三桥臂采取采取传统的空间矢量控制策略，如图4所示，在开关状态选择时忽略零状态，充分利用其余6个有效开关状态。

当参考电压Vs位于图4扇区I时，由V1和V2合成。

开关损耗是降低系统效率的重要原因之一。

引入第四桥臂不可避免的会增加开关切换次
数，然而如果合理安排开关切换顺序，可以将损耗限制在最低.。

V4
(1010)
(0011)
图4 电压矢量
Fig.4 Voltage vector
图5 共模电压与电流
Fig.5 Common mode voltage and current
不考虑零状态时，传统三桥臂电路会产生在
V dc/3 与2V dc/3之间交替变化的共模电压。

在引
入第四桥臂后，该电压值被始终钳位在V dc/2。

此
时共模电压是一个恒定的值，对应的共模电流也
接近为零。

目前常用的三相桥式电路多采用三相电流瞬
时值反馈控制策略，该方案由于控制带宽和增益
的限制，使得输出电流存在较大误差[5]。

为了提
高系统动态性能，采取统一控制策略[6]，将abc
三相等效为dq旋转坐标轴系，在此坐标系下利用
各种方法进行控制。

此时控制量为直流量，采用
图6 控制框图
Fig.6 Block diagram
采用PI控制器在理论上即可实现无静差调节，同
时还能够实现有功和无功的瞬时值控制。

控制框
图6所示。

3 仿真研究
为验证控制策略的有效性，MATLAB
/Simulink下进行了仿真研究，包括两种控制策略
下并网电流波形以及共模漏电流的波形。

仿真参
数为：直流侧输入电压700V
，电感
L1=L2=L3=L4=10mH，电容C1=C2=C3=47μF，
C pv=100nF。

图7(a)给出了无隔离变压器的情况下，此时
的入网电流波形（A相电流THD=4.38%）。

由于
此时光伏阵列和网侧有了电气连接，形成了共模
回路。

从图7(b)可以看出共模漏电流很大，会产
生很大的安全隐患。

此时输出电流的谐波含量比
较大。

(a)入网电流
(b)共模漏电流
图7 无隔离变压器时逆变器输出波形
Fig.7 Grid current and leakage current in
transformerless ground-connected PV system
图8(a)为载波相移（M=0.7）控制时的电流
输出波形（A相电流THD=1.65%）。

从图8(b)
为此时的共模漏电流，与图7(b)相比此时漏电流
已大幅减小。

图8(c)表明此时漏电流降到300mA
以内。

由于漏电流在一定程度上被抑制，入网电
流的谐波含量也大为降低。

图8(d)为共模电压波
形，此时共模电压仍然不是一个恒定值。

图8(e)
可以看出，由于载波相移在该调制度下并不能完
全消除零状态，共模电压仍然会出现175V与
525V两种情况，与理论分析一致。

(a) 入网电流
(b) 共模漏电流(c) 共模漏电流放大图
(d) 共模电压(e) 共模电压放大图
图8 载波相移SPWM控制
Fig.8 Cmmon mode voltage and current in SPWM carrier phase-shifting control strategy
图9(a)为在SVPWM控制下的入网电流波形（A相电流THD=0.21%）。

由于该控制方案能够完全避免零状态的产生，使得共模电压不在出现波动，如图9(b)所示，此时共模电压维持在Vdc/2。

图9(c)为共模漏电流波形，与图8(b)相比，漏电流的大小大幅降低，接近为零。

图9(d)共模漏电流的放大波形，可以看出，此时漏电流被抑制在6mA以内，相应的入网电流的谐波含量进一步降低。

(a)入网电流(b) 共模电压
(c)共模漏电流(d)共模漏电流放大图
图9 SVPWM控制波形
Fig.9 Common mode voltage and current in
SVPWM control voltage
4结论
本文研究了在引入第四桥臂后共模回路，并
对共模电压与共模漏电流产生的原因进行了分
析。

研究了基于三相四臂制电路的漏电流抑制策略，并进行了具体分析。

仿真结果表明，采用该
方法，漏电流得到明显的抑制。

且该方法基于传
统的三相三桥臂控制策略，采取第四桥臂独立控制，实现简单，方便于对现有的设备进行改造。

参考文献
[1]Gerardo Vazquez, Tamás Kerekes, et al. A
Photovoltaic Three-Phase Topology to Reduce C
ommon Mode V oltage. 2010 IEEE International
Symposium on Industrial Electronics (ISIE),
2010,2885-2890.
[2]M. Cacciato, A. Consoli, G. Scarcella, and A.
Testa, “Reduction of common-mode currents in
PWM inverter motor drives,” IEEE Trans.
Ind.Appl., vol. 35, no. 2, pp. 469–476, Mar./Apr.
1999
[3]姜艳姝，徐殿国，赵洪等，PWM变频器输出共
模电压及其抑制技术的研究[J] 中国电机工程学
报，2005, 9(25):47-53.
Jiang Yanshu, Xu Dianguo,Zhao Hong ,et al.
Research on Research on Common-Mode V oltage Generated By A PWM Inverter and Its Cancellation
Technology [J] Proceedings of the CSEE, 2005,
9(25):47-53.
Julian A L, Oriti G, Lipo T A. Elimination of
Common-Mode Voltage in Three-Phase Sinusoidal
Power Converters. IEEE Transactions on Power
Electronics, 1999, 14(5):982~989.
[4]王立乔，胡长生，张仲超等，载波相移SPWM技
术传输带宽的研究[J] 电力系统自动化
2004,9(28):49-52
Wang Liqiao, Hu Changsheng, Zhang Zhongchao,
Study on The Transmitting Bandwidth of Carrier
Phase Shifted SPWM. [J] Automation of Electric
Power Systems, 2004,9(28):49-52
[5]孙驰，鲁军勇，马伟明一种新的三相四桥臂逆
变器控制方法[J].电工技术学报 2007,
22(2):57-73.
Sun Chi, Lu Junyong, Ma Weiming, A Novel
Control Method for Three-Phase Four-Leg Inverter,
Transactions of China electrotechnical society, 2007,
22(2):57-73.
[6]T. Kerekes, M. Liserre, R. Teodorescu, C. Klumpner,
and M. Sumner, “Evaluation of Three-Phase Transformerless Photovoltaic Inverter Topologies,”
IEEE Trans on Power Electronics, vol. 24, 2009,
2202-2211.
[7]肖华峰，谢少军，陈文明等，非隔离型光伏并网
逆变器漏电流分析模型研究[J] 中国电机工程学
报2010,18(30):9-14
Xiao Huafeng, Xie Shaojun, Chen Wenming, Study
on Leakage Current Model for Tansformerless
Photovoltaic Grid-connected Inverter [J] Proceedings of the CSEE, 2010,18(30):9-14
Marcelo C. Cavalcanti, Kleber C. de Oliveira, et al.
Alexandre M. de Farias, Modulation Techniques to
Elminate Leakage Currents in Transformerless
hree-Phase Photovoltaic Systems, IEEE Trans on
industrial electronics, 2010, 4(57):1360-1368.
Chung-Chuan Hou, Chih-Chung Shih,
Common-Mode Voltage Reduction Modulation
Techniques for Three-Phase Grid Connected
Converters, The 2010 International Power
Electronics Conference, 2010,1125-1131
[8]Roberto G,Eugenio G,Jesus L,et al. Transformerless
single-phase multilevel-based photovoltaic
inverter[J]．IEEE Trans. on Industrial
Electronics,2008,55(7)：2694-2702．
作者简介
高文祥男，硕士研究生，（1987-），从事电力电子、新能源
发电方面的研究。

王明渝男，(1960-)，教授,博士生导师，主要从事电力电子
变换器、感应电动机矢量控制、电力电子系统仿真、人工智
能控制等方面的研究工作。

(Email:ceemwang@)。