变压器输出功率和磁芯尺寸、工作频率的关系
有关工频变压器设计
工频变压器设计步骤1． 根据负载的实际需要，确定变压器的输出功率2P 及输出电流2I ：0.91U 3P I 222== 式中：2U ——次级绕组相电压有效值，要求带负载后为220伏。
NOTE ：在变压器参数计算中，忽略电力电子电路的损耗，因此整机输出功率可视为变压器输出功率。
2．计算变压器的输入功率1P 及输入电流1I ：ηP P 21= 式中：η——变压器的效率。
当容量小于1KW 时，η在0.8~0.9之间取值，此处取η=0.8。
()111U 3P 1.2~1.1I = 式中：1.1～1.2——考虑变压器励磁电流分量的经验系数。
1U ——初级绕组相电压有效值。
3． 确定变压器磁芯截面积S 和选用硅钢片尺寸：变压器磁芯材料选用硅钢片，磁芯形状选用E 型。
1P K S =式中：K ——经验系数，其大小与变压器的功率有关，功率越大，K 越小，此处取 1.35K =。
根据变压器磁芯截面积S 查相关技术手册，即可确定硅钢片尺寸。
4．计算初、次级绕组的匝数1W 、2W ：由电磁感应定律可知，每匝线圈上产生的感应电动势为：S fwB 4.44Φf 4.44E m m ==ω式中： f ——频率，此处为50Hz 。
m B ——磁芯磁感应强度。
m B 的大小与采用材料有关，对于一般硅钢片，取T 8.0G S 8000B m ==。
初级绕组匝数为： SfB 4.44U E U W m 111== 整流变压器是Y -∆型联结方式，为了保证初、次级绕组绕组相电压均为220V ，则匝数比应满足：13W W 21= 次级绕组匝数为： 12W 31W =5．计算初、次级绕组的导线截面积q 及选用导线： 导线截面积：2mm jI q = 式中：j ——电流密度，按长期工作制考虑，取2mm A/2.5j =。
根据导线实际截面积q 查相关技术手册，即可确定初、次级绕组的导线型号。
NOTE ：初、次级绕组的导线截面积应分别计算。
变压器输出功率怎么算
变压器输出功率怎么算变压器设计和计算是比较复杂的，小型和大型的计算不一样，硅钢片质量好坏也不一样，好的磁通密度B在10000高斯以上，差的硅钢片B只有6000高斯。
根据硅钢片型号不一样，每伏匝数也就不一样，。
按你给的数据，这个变压器功率是50W小型变压器，次级电流为功率除电压=2.94 可以算为3A。
功率是按截面积计算的。
第一步：变压器的功率 = 输出电压* 输出电流（如果有多组就每组功率相加）得到的结果要除以变压器的效率，否则输出功率不足。
100W以下除0.75，100W-300W除0.9，300W以上除0.95.事实上变压器的骨架不一定很合适计算结果，所以这只是要设计变压器的功率，比如一个变压器它的输入220V，输出是12V 8A，那么它的需要的功率是12*8/0.75=128W，后面的例子以此参数为例（市售的产品一般不会取理论上的值，因为它们考虑的更多是成本，所以它们选的功率不会大这么多）第二步：决定需要的铁芯面积；需要的铁芯面积=1.25变压器的功率。
单位为平方厘米。
上例的铁芯面积是1.25*128=14.142=14.2平方厘米第三步：选择骨架，铁芯面积就是铁芯的长除以3（得到的数就是舌宽，就是中间那片的宽度），再乘以铁芯要叠的厚度，如上例它应该选择86*50或86*53的骨架，从成本考虑选86*50，它的面积是8.6/3*5=14.333，由于五金件的误差，真实的面积大约是14.0。
这个才是真实的铁芯面积第四步：计算每V电压需要的匝数，公式100000000÷4.44*电源频率*铁芯面积*铁芯最大磁感应强度当电源电压为50Hz时（中国大陆），代入以上公式，得到以下公式;450000÷铁芯面积*铁芯最大磁感应强度铁芯最大磁感应强度一般取10000—14000（高斯）之间，质量好的取14000-12000，一般的取10000-12000，个人一般取中间12000，这个取值直接影响到匝数，取值大了变压器损耗也大，小了线又要多，就要在成本和损耗中折中选择第五步;选择线径，线径很多电工书里都会有一个表注明是4.5A或2.5A的电流密度时电线可以通过的电流，一般生产时绕线机可能不是绕得很理想，所以如果选择2.5A的电流密度，大部分绕不下所有的线，所以如果是生产就要在2.5—4.5A的电流密度范围内选择，通常要试制样品才能选择最合适的，在成本上考虑就用小些的，效果上考虑就用粗些的。
变压器设计及磁芯相关资料
磁性器件中磁芯的选用及设计开关电源中使用的磁性器件较多，其中常用的软磁器件有：作为开关电源核心器件的主变压器(高频功率变压器)、共模扼流圈、高频磁放大器、滤波阻流圈、尖峰信号抑制器等。
不同的器件对材料的性能要求各不相同，如表所示为各种不同器件对磁性材料的性能要求。
(一)、高频功率变压器变压器铁芯的大小取决于输出功率和温升等。
变压器的设计公式如下：P=K*f*N*B*S*I×10-6T=hc*Pc+hW*PW其中，P为电功率;K为与波形有关的系数;f为频率;N为匝数;S为铁芯面积;B为工作磁感;I为电流;T为温升;Pc为铁损;PW为铜损;hc和hW为由实验确定的系数。
由以上公式可以看出：高的工作磁感B可以得到大的输出功率或减少体积重量。
但B值的增加受到材料的Bs值的限制。
而频率f可以提高几个数量级，从而有可能使体积重量显著减小。
而低的铁芯损耗可以降低温升，温升反过来又影响使用频率和工作磁感的选取。
一般来说，开关电源对材料的主要要求是：尽量低的高频损耗、足够高的饱和磁感、高的磁导率、足够高的居里温度和好的温度稳定性，有些用途要求较高的矩形比，对应力等不敏感、稳定性好，价格低。
单端式变压器因为铁芯工作在磁滞回线的第一象限，对材料磁性的要求有别于前述主变压器。
它实际上是一只单端脉冲变压器，因而要求具有大的B=Bm-Br，即磁感Bm和剩磁Br之差要大;同时要求高的脉冲磁导率。
特别是对于单端反激式开关主变压器，或称储能变压器，要考虑储能要求。
线圈储能的多少取决于两个因素：一个是材料的工作磁感Bm值或电感量L，另一个是工作磁场Hm或工作电流I，储能W=1/2LI2。
这就要求材料有足够高的Bs值和合适的磁导率，常为宽恒导磁材料。
对于工作在±Bm 之间的变压器来说，要求其磁滞回线的面积，特别是在高频下的回线面积要小，同时为降低空载损耗、减小励磁电流，应有高磁导率，最合适的为封闭式环形铁芯，其磁滞回线见图所示，这种铁芯用于双端或全桥式工作状态的器件中。
反激式开关电源变压器设计说明
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1〔NS1为DC+5V绕组
Npri<V01+VD><1-Dmax> 62*<5+0.7>*<1-0.5>
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin<min>Dmax
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
变压器绕制结构如下：
0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层
偏置绕组 ½一次绕组 二次绕组 ½一次绕组
3mm
3mm 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.11 计算变压器损耗
1铜损：Pcun = NnV* MLT*Rn>In2 MLT = 2E+2C=2*25.27+2*9.35=69.24mm
5+0.7
取13匝
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.9 检查相应输出端电压误差 Vsn
δVsn%=<< = *Ns’n-Vsn>/Vsn>*100% Nsn
变压器输出功率与磁芯尺寸的关系
变压器输出功率与磁芯尺寸的关系发布者：admin 发布时间：2012-4-20 阅读：64次要使变压器输出更大的功率，我们希望在电压一定的情况下，圈数要尽可能的少、导线尽可能的粗。
这样才有利于提供较大的电流，输出更大的功率。
前者需要较大的磁芯截面积，后者需要较大的磁芯窗口面积。
因此要获得较大的输出功率磁芯尺寸必须够大才行。
变压器初级绕组的圈数可用下式来算：N = k *10^5 * U /(f *Ae* Bmax )k 为最大导通时间与周期之比，通常取k=0.4；U 是初级绕组输入电压（V），（近似等于直流输入电压)；f 是变压器的工作频率（KHZ）；Ae 是磁芯的截面积（cm2）；Bmax 是允许的磁通密度最大变化幅度（G）因此，在一定电压下，增大截面积Ae、提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax，都有利于减少圈数，提高输出功率。
但是，磁芯的损耗（铁损）是按Bmax的2.7次幂和f的1.7次幂呈指数增长的，Bmax还受磁芯饱和的限制。
因此，提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax都是有限度的。
大多数适合做开关电源的铁氧体磁芯频率通常限制在10-50KHZ以内，Bmax限制在2000G （高斯）以内，一般取Bmax=1600G较为合适。
因此，功率主要靠磁芯截面积Ae、其次靠工作频率f控制。
但必须明确的是，这种控制关系是间接的而不是直接的，Ae加大和f提高只是表示对同样的电压，允许绕的圈数更少，只有实际把圈数减少了才能提高功率。
如果在同样材料的一个大磁芯和一个小磁芯上，用一样的导线绕同样的圈数，对同样的输入电压输出功率是基本相同的。
同样，如果一个做好的变压器，仅仅靠改变工作频率，也是不会使输出功率提高的。
联想到楼主张伟明的问题，因为变压器已经做好，所以我建议提高输入电压来提高功率；如果从变压器入手的话，可以尝试把导线适当加粗，同时把频率提高一些，以允许圈数能有所减少，这样就可加大输出功率。
如何选择变压器的磁芯
1、根据变压器的用途确定磁芯的类别:功率磁芯或高导磁芯. 功率磁芯主要做变压器-传输功率.不同形状磁芯适用变压器类型:EE功率磁芯、EEL功率磁芯、EF功率磁芯:功率传输变压器开关电源变压器宽频及脉冲变压器电源转换变压器主要材质:TP3,TP4EI功率磁芯:通讯设备用变压器电源转换变压器各种扼流圈主要材质:TP3,TP4EC功率磁芯、ETD功率磁芯:开关电源变压器电子镇流器脉冲变压器主要材质:TP3,TP4EFD功率磁芯、EPC功率磁芯:小体积、大功率开关电源变压器高周波开关电源变压器通讯设备用滤波电感器高触发变压器背光源主要材质:TP3,TP4PQ功率磁芯:功率传输变压器开关电源变压器滤波电感器宽频及脉冲变压器转换电源变压器主要材质:TP3,TP4RM功率磁芯:宽带变压器电源转换变压器开关电源变压器电感器载波频率滤波器高稳定性滤波器主要材质:TP3,TP4GU功率磁芯:通讯中可调LC滤波器电源转换变压器载波频率滤波器高稳定性滤波器电子钟表升压线圈主要材质:TP3,TP4高导磁芯主要用于滤波器-波形整理,消除杂波使视频清晰或音频保真主要磁芯类型:EE型高导磁芯EEL型高导磁芯EI型高导磁芯EF型高导磁芯EP型高导磁芯UU型高导磁芯ET型高导磁芯FT型高导磁芯GU型高导磁芯RM型高导磁芯T型高导磁芯2、根据工作频率,功率大小,电感量大小及安装空间确定磁芯尺寸:TP3材质适用工作频率范围:功耗温度系数为负值,即温度升高,功耗呈下降趋势,中心工作频率25KHz-200KHz TP4材质适用工作频率范围:中心工作频率100KHz-300KHzTH7、TH10、TH12材质适用工作频率范围:中心工作频率小于150KHz功率大小:小于5w可使用的磁芯:ER9.5, ER11.5, EE8.3, EE10, EE13, RM4, GU11, EP7,EP10,UI9.8,URS75-10W可使用的磁芯:ER20, EE19, RM5, GU14, EFD15, EI22, EPC13, EF16,EP13,UI11.510-20W可使用的磁芯:ER25, EE20,EE25,RM6,GU18,EPC17,EF2020-50W可使用的磁芯:ER28,ETD28,EI28,EE28,EE30,EF25,RM8,GU22,PQ20,EPC19,EFD2050-100W可使用的磁芯:ER35,ETD34,EE35,EI35,EF30,RM10,GU30,PQ26,EPC25,EFD25100-200W可使用的磁芯:ER40,ER42,ETD39,EI40,RM12,GU36,PQ32,EFD30200-500W可使用的磁芯:ER49,ETD49,EC53,EE42,EE55,EI50,RM14,GU42,PQ35,PQ40,UU66大于500W可使用的磁芯:ER70,ETD59,EE65,EE85,GU59,PQ50,UU80,UU93滤波器电感量大小:绕线线径小于0.6mm时,线径影响可忽略AL=(L/N2)*1000000 (所需感量系数=滤波器成品电感量/绕线匝数的平方)AL:单位为nH/N2L: 单位为mH可根据上式计算AL值,确定材质注意:高导磁芯制做的变压器浸油后电感量会降低,幅度约5%,而且员工操作会有偏差1%,所以需考虑足够余量,避免出现不良产品.各种高导磁芯的AL值范围大体如下:(我司材质TH7-TH15)UU型磁芯:1300-6000(UU9.8,UU10.5,UU16,UU30)EP型磁芯:5000-12000(EP7,EP10,EP13,EP17)ET,FT型磁芯:1500-9000(FT20,ET20,ET24,ET28,ET35)EE型磁芯:1500-13000(EE5,EE8.3,EE10,EE13,EE16,EE19,EE25,EEL16,EEL19)。
开关电源使用的磁性器件中磁芯的选用及设计
开关电源使用的磁性器件中磁芯的选用及设计开关电源中使用的磁性器件较多，其中常用的软磁器件有：作为开关电源核心器件的主变压器(高频功率变压器)、共模扼流圈、高频磁放大器、滤波阻流圈、尖峰信号抑制器等。
不同的器件对材料的性能要求各不相同。
(一)、高频功率变压器 变压器铁芯的大小取决于输出功率和温升等。
变压器的设计公式如下： P=KfNBSI×10-6T=hcPc+hWPW 其中，P为电功率;K为与波形有关的系数;f为频率;N为匝数;S为铁芯面积; B为工作磁感;I为电流;T为温升;Pc为铁损;PW为铜损;hc和hW为由实验确定的系数。
由以上公式可以看出：高的工作磁感B可以得到大的输出功率或减少体积重量。
但B值的增加受到材料的Bs值的限制。
而频率f可以提高几个数量级，从而有可能使体积重量显着减小。
而低的铁芯损耗可以降低温升，温升反过来又影响使用频率和工作磁感的选取。
一般来说，开关电源对材料的主要要求是：尽量低的高频损耗、足够高的饱和磁感、高的磁导率、足够高的居里温度和好的温度稳定性，有些用途要求较高的矩形比，对应力等不敏感、稳定性好，价格低。
单端式变压器因为铁芯工作在磁滞回线的第一象限，对材料磁性的要求有别于前述主变压器。
它实际上是一只单端脉冲变压器，因而要求具有大的B=Bm-Br，即磁感Bm和剩磁Br之差要大; 同时要求高的脉冲磁导率。
特别是对于单端反激式开关主变压器，或称储能变压器，要考虑储能要求。
线圈储能的多少取决于两个因素：一个是材料的工作磁感Bm值或电感量L，另一个是工作磁场Hm或工作电流I，储能W=1/2LI2。
这就要求材料有。
正激变换器中变压器的设计
正激变换器中变压器的设计1引言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。
相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。
磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。
在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。
由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。
高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。
为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。
2正激变换器中变压器的设计方法正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。
所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。
但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。
正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。
本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。
开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。
在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。
开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。
所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。
开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。
变压器输出功率与磁芯尺寸、频率关系
变压器输出功率和磁芯尺寸的关系要使变压器输出更大的功率，我们希望在电压一定的情况下，圈数要尽可能的少、导线尽可能的粗。
这样才有利于提供较大的电流，输出更大的功率。
前者需要较大的磁芯截面积，后者要求较大的磁芯窗口面积。
因此要获得较大的输出功率磁芯尺寸必须够大才行。
变压器初级绕组的圈数可用下式来算：N=k*10^5*U/(f*Ae*Bmax)k为最大导通时间与周期之比，通常取k=0.4；U是初级绕组输入电压（V），（近似等于直流输入电压)；f是变压器的工作频率（KHZ）；Ae是磁芯的截面积（cm2）；Bmax是允许的磁通密度最大变化幅度（G）。
因此，在一定电压下，增大截面积Ae、提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax，都有利于减少圈数，提高输出功率。
但是，磁芯的损耗（铁损）是按Bmax的2.7次幂和f的1.7次幂呈指数增长的，Bmax还受磁芯饱和的限制。
因此，提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax都是有限度的。
大多数适合做开关电源的铁氧体磁芯频率通常限制在10-50KHZ以内，Bmax限制在2000G（高斯）以内，一般取Bmax=1600G 较为合适。
因此，功率主要靠磁芯截面积Ae、其次靠工作频率f控制。
但必须明确的是，这种控制关系是间接的而不是直接的，Ae加大和f提高只是表示对同样的电压，允许绕的圈数更少，只有实际把圈数减少了才能提高功率。
如果在同样材料的一个大磁芯和一个小磁芯上，用一样的导线绕同样的圈数，对同样的输入电压输出功率是基本相同的。
同样，如果一个做好的变压器，仅仅靠改变工作频率，也是不会使输出功率提高的。
如果从变压器入手的话，可以尝试把导线适当加粗，同时把频率提高一些，以允许圈数能有所减少，这样就可加大输出功率。
导线加粗受到磁芯窗口面积Ac限制。
用截面积为Ad的导线绕N圈，占用的窗口面积为：Awc=N*Ad=k*10^5*U*Ad/(f*Ae*Bmax)设，初级绕组窗口占用系数为Sn=Awc/Ac，Ad用电流I（有效值）和允许的电流密度J表示为Ad=I/J/100，（Ad-平方厘米，I-A有效值，J-A/平方毫米）则上式可写成：Ac*Sn=k*U*I*10^3/(f*Ae*Bmax*J)或，U*I=Sn*Bmax*J*f*Ae*Ac*10^-3/k因为输入功率等于输入电压U与电流平均值k*Ip的乘积，而电流有效值I与峰值Ip 的关系为Ip=1.58*I，所以输入功率Pi=1.58*k*U*I=1.58*Sn*Bmax*J*f *Ae*Ac*10^-3再乘上效率Ef就得到最大输出功率的表达式Po=1.58*Ef*Sn*Bmax*J*f*Ae*Ac*10^-3可见，功率除了和上面那些有利于圈数减少的因素成正比之外，还与允许导线加粗的Ac、Sn以及电流密度J成正比。
开关电源变压器计算公式
0.6 V
取值： 0.5
临界状态 的副边峰 △ISB： 值电流 Ls： 次级电感
Lp： 初级电感 副边峰值
△Isp: 电流
= 0.523 0.02
验算通过
求CCM/DCM 临界状态 的副边峰 值电流△ 5、 ISB
2Io b/( 1Dma △ISB= x)
= 10.598 计算次级 电感Ls和 初级电感 6、 Lp
Ae： 截面积 Po: 输出功率
= 60.01 Pt: 传递功率
形 状 及 规 格 的 确 2> 定
根据上面 计算的 Ap，查磁 芯的规格 书，确定 是 EE16?EE19 ?EE25?之 类，填入 下表： Ae
：Aw ： AL:
le: Ap ：
70.3 125.3 2630
64
0.88
Ve: 4499.2 估算临界 电流 Iob(DCM/C 3、 CM)
80 %* Io ma Iob = x
= 2.528 4、 求匝比n
Vin min *√ 2VINmin= 20
= 107
= Po/η+Po = 132.3002 W
电流密 度，一般 J： 取值：
A/ cm 400 2 绕组系 数，一般 Ku： 取值：
0.2 ～ 0.5
[VIN min/ (Vo +Vf )]* [Dm ax/ (1Dma n= x)] = 5.5
Δ ISB +Δ Is = Io( max )/ (1Dma x) + (Δ ISB /2 ∴ ΔIsp = ) = 11.89 求CCM时原 边峰值电 8、 流△Ipp
Δ
Isp
ΔIpp = / n
= 1.98 A
电源磁芯尺寸功率全参数
电源磁芯尺寸功率全参数电源磁芯是电源变压器的重要组成部分，它承担着能量传递和磁通闭合的功能。
磁芯尺寸、功率和全参数对于电源的性能和效率有着重要的影响。
下面将详细介绍电源磁芯的尺寸、功率和全参数。
一、电源磁芯尺寸：电源磁芯的尺寸是指磁芯的外形尺寸、截面积和线圈匝数。
磁芯的外形尺寸一般由设计要求和空间限制决定，常见的形状有E型、EI型、U型、RM型等。
截面积决定了磁芯的磁导率和磁通容量，通常使用的磁芯材料有硅钢片、铁氧体等。
线圈匝数是根据设计要求和电源输出功率来确定的，它直接关系到磁芯的工作频率和电感系数。
二、电源磁芯功率：电源磁芯的功率是指它所能承载的最大输出功率。
功率的大小与磁芯的尺寸、材料和线圈匝数有关。
一般来说，功率越大，磁芯的尺寸越大，材料越好，线圈匝数越多。
功率的大小决定了磁芯的磁通密度和磁场强度，这直接影响到电源的效率和稳定性。
因此，在设计电源时需要根据所需的输出功率选择合适的磁芯功率。
三、电源磁芯全参数：电源磁芯的全参数包括磁芯的饱和磁感应强度、磁导率、损耗以及温升等。
饱和磁感应强度是指磁芯材料在磁场作用下达到饱和状态时的磁感应强度，它决定了磁芯的磁通容量和工作频率范围。
磁导率是指磁芯材料的磁导率，它决定了磁芯的磁导能力和磁路的效率。
损耗是指磁芯在工作过程中产生的磁滞损耗和涡流损耗，它影响到电源的效率和温升。
温升是指磁芯在工作过程中产生的热量，它决定了磁芯的散热能力和长期稳定性。
总结起来，电源磁芯的尺寸、功率和全参数是电源设计中需要考虑的重要因素。
合理选择磁芯的尺寸、功率和全参数，可以提高电源的效率和稳定性，满足设计要求。
因此，在设计电源时，需要根据实际需求和技术要求综合考虑这些因素，选择合适的磁芯。
高频磁芯功率与频率对照表
高频磁芯功率与频率对照表摘要：一、引言二、高频磁芯的定义和分类三、磁芯形状、材料、绕组匝数与功率、电流、频率的关系四、常用磁芯与应用功率对照表五、磁芯的选用原则六、结论正文：一、引言高频磁芯是一种应用于高频电路中的磁性元件，主要用于变压器、扼流圈等电子设备中。
它的主要作用是在高频电路中传递能量，同时对电路的信号进行处理。
根据不同的应用场景，高频磁芯可以分为多种类型，如主功率变压器、驱动变压器、平滑扼流圈、辅助功率变压器等。
本文将对高频磁芯的功率与频率对照表进行探讨，并介绍磁芯的选用原则。
二、高频磁芯的定义和分类高频磁芯是一种具有良好磁性能和高频响应特性的磁性材料。
根据磁芯的形状、材料和应用场景，可以将高频磁芯分为不同的类型。
常见的高频磁芯有EE 型、EEL 型、ER 型等。
这些磁芯具有不同的特点，如引线空间大、绕制接线方便、适用范围广、工作频率高、工作电压范围宽、输出功率大、热稳定性能好等。
三、磁芯形状、材料、绕组匝数与功率、电流、频率的关系1.磁芯形状：磁芯的形状决定了其磁性能和绕制方式。
不同形状的磁芯适用于不同的电路和应用场景。
如EE 型磁芯适用于主功率变压器，EEL 型磁芯适用于驱动变压器，ER 型磁芯适用于平滑扼流圈等。
2.磁芯材料：磁芯材料决定了磁芯的工作频率和磁性能。
常见的高频磁芯材料有铁氧体、镍锌铁氧体、锰锌铁氧体等。
不同材料的磁芯具有不同的工作频率范围和磁性能，需要根据实际应用场景选择合适的磁芯材料。
3.绕组匝数：绕组匝数决定了磁芯的电感量和输出功率。
一般来说，绕组匝数越多，电感量越大，输出功率也越大。
但是，绕组匝数的增加也会导致磁芯的热损耗增加，影响磁芯的热稳定性能。
因此，需要根据实际应用场景和工作条件选择合适的绕组匝数。
四、常用磁芯与应用功率对照表以下是一些常用的高频磁芯及其应用功率对照表：1.EE 型磁芯：主要用于主功率变压器，适用功率范围为10-1000W。
2.EEL 型磁芯：主要用于驱动变压器，适用功率范围为10-500W。
变压器面积积公式中的三个重要数据
变压器面积积公式中的三个重要数据张兴柱博士第三步：确定工作磁密幅度m B 。
变压器的总损耗在铁损=铜损时最小。
按此原则取铁损=1/2总损耗，并除以该铁芯的体积，先换算成铁损系数，再从厂家的曲线中查得交流磁密幅度1m B ，并换 算成最大工作磁密max B ，检验s B B p max 是否成立。
如是，取1m m B B =计算，否则说明 该铁芯的设计不可能最优，其磁密幅度1m B 得减小到满足s B B p max 时来计算，而此时的 铁损也相应减小，铜损则相应增加。
（注s B 为最高工作温度下的饱和磁密）第四步：计算原边和副边的匝数。
由m B 、铁芯截面积、和原副边匝数公式计算。
第五步：由骨架窗口面积和窗口系数，根据铜损最小原则分布原副边绕组的面积，再由此计算原副边绕组的线规。
（每匝线规=单根线经x 股数）第六步：根据绕组绝缘和绕制方法，检验窗口系数，并在此步调整绕组的线规，保证变压器的制作方便，且窗口得到充分利用。
第七步：由绕组线规和绕制结构，计算原副边的绕组电阻，再导出绕组总铜损与绕组电阻的关系（它是变换器输出电流的函数）；根据允许的铜损，就可求得变换器的输出电流、输出功率。
第八步：计算原副边绕组各自的电流密度和平均电流密度。
经过上面的计算，我们可以得到这个铁芯在输入电压范围、输出电压、电路拓扑、工作频率、环境温度和允许温升等给定的情况下，变换器可输出的最大功率，并同时获得了铁芯的工作磁密幅度m B 、绕组的平均电流密度J 和骨架的窗口系数K 等重要数据。
如果能将这一数据开发成一个平台，并用实验修正结果，则以后变压器的设计就会变得既迅速又准确（放心利用面积积公式），可大大加快开关电源产品的开发进度。
即使没有建立这个平台，采用这个办法也可以进行精确的设计。
思路是根据要求和经验先选择一个铁芯，按上面的步骤看看它最大可输出的功率（这里是变换器的输出功率）是多少？经过几次逼近就能选出一个最合理的铁芯，比盲目的用面积积公式要好。
电源磁芯尺寸功率参数
电源磁芯尺寸功率参数
电源磁芯是电源变压器中的重要组成部分，用于提供适当的电压和电流输出。
它是一种由铁氧体材料制成的环形磁芯，具有特定的尺寸和功率参数。
磁芯的尺寸是指其外径、内径和高度。
这些尺寸的选择对于电源变压器的性能非常重要。
一般来说，大尺寸的磁芯可以提供更高的功率输出，但也会增加材料成本和体积。
因此，在设计电源变压器时，需要根据实际需求和成本考虑来选择适当的磁芯尺寸。
磁芯的功率参数主要包括饱和磁感应强度和损耗。
饱和磁感应强度是指当磁芯中的磁场强度达到一定值时，磁芯会进入饱和状态，导致输出电压和电流的失真。
因此，选择具有较高饱和磁感应强度的磁芯可以提供更大的功率输出。
损耗是指磁芯在工作过程中产生的能量损失，会转化为热量。
选择具有较低损耗的磁芯可以提高变压器的效率和稳定性。
除了尺寸和功率参数外，电源磁芯的材料也非常重要。
常见的磁芯材料包括硅钢片和铁氧体。
硅钢片具有较高的导磁性能和较低的损耗，适用于低频电源变压器。
而铁氧体具有较高的饱和磁感应强度和较低的磁滞损耗，适用于高频电源变压器。
总之，电源磁芯的尺寸和功率参数是设计电源变压器时需要考虑的重要因素。
合理选择磁芯的尺寸和功率参数可以提高电源变压器的性能和效率，满足实际需求。
同时，选择合适的材料也是保证磁芯性能的关键。
铁芯尺寸和变压器容量的关系
铁芯尺寸和变压器容量的关系
铁芯尺寸和变压器容量之间存在一定的关系。
根据变压器的工作原理，其容量与铁芯的截面积和磁通密度有关。
在磁通密度保持不变的情况下，变压器容量与铁芯截面积成正比，而与铁芯长度成反比。
因此，可以通过增加铁芯截面积或减小铁芯长度来提高变压器容量。
在工程实践中，为了估算变压器容量与铁芯尺寸之间的关系，可以采用以下经验公式：
容量(kVA) = (铁芯截面积A(cm²) × 常数K)²
其中，常数K的取值范围为～，具体取值需要根据实际情况进行确定。
需要注意的是，这只是一种经验估算方法，实际的关系可能会因为其他因素的影响而略有不同。
因此，在设计和制造变压器时，需要综合考虑各种因素，以确保变压器的性能和可靠性。
高频变压器设计基础知识
高频变压器设计基础知识高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。
在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。
设计高频变压器首先应该从磁芯开始。
开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。
磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。
磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。
高的电阻率，则涡流小，铁耗小。
铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。
高频变压器的设计通常采用两种方法：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。
注意：1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。
2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。
同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。
对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。
单片开关电源高频变压器的设计要点高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。
单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。
在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。
正激式开关电源的设计
7-3 正激式开关电源的设计中山市技师学院 葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意防止磁饱和的问题。
反激式在20～100W 的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，控制也比较容易。
而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。
正激式适合50～250W 之低压、大电流的开关电源。
这是二者的重要区别！7.3.1 技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。
表7-7 正激式开关电源的技术指标7.3.2 工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。
工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。
但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
这里基本工作频率0f 选200kHz ，则301020011⨯==f T =5μs 式中，T 为周期，0f 为基本工作频率。
7.3.3 最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，D 选为40%～45%较为适宜。
最大导通时间max ON t 为max ON t =T ⨯max D （7-24）max D 是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。
此处，选max D =45%。
由式（7-24），则有max ON t =5μs ⨯0.45=2.25μs正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。
图7-25 正向激励开关电源的基本电路结构7.3.4 变压器匝比的计算1．次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压2V 与电压O V +F V +L V 的关系可以这样理解：正脉冲电压2V 与ON t 包围的矩形“等积变形”为整个周期T 的矩形，则矩形的“纵向的高”就是O V +F V +L V ，即()ON F L O t TV V V V ⨯++=2 （7-25）式中，F V 是输出二极管的导通压降，L V 是包含输出扼流圈2L 的次级绕组接线压降。
PWM变压器的设计步骤和计算方法
Lpri
=
Vin (min )× Dmax Ipk × f× Kbp
=
127 2.81× 50× 103
=
0.452
:mH
式中: f单位为Hz
设定变换器工作模式（CCM/DCM），确定电流纹波峰值比Kbp
CCM（电流连续模式）: Kbp < 1 DCM（电流断续模式）: Kbp = 1
此处选 Dmax=0.5
2.4(60)
第二种是计算方式,首先假定变压器是单绕组,每增加一个绕组并考虑安 规要求，就需增加绕组面积和磁芯尺寸，用“窗口利用因数”来修整。 单绕组电感磁芯尺寸按下式计算:
>位为
5
式中: dw -----一次绕组导线截面积,单位为：cm2。 Bmax--- 最大工作磁通密度,单位为T。 f --------工作频率,单位为Hz。 Pout--- -变压器总输出功率,单位为W。
f
+12V
(. × − )
取7匝 取13匝
+24V +5V
( −)
(
r .
×
− r)
r
电压误差均符合要求。
2.10 计算和选取绕组导线线径
In
wn
J
一次绕组:
Dwn
=
1.13 ×
n0.64
3
=
0.52
取 0.5mm
二次绕组：+5V
Dwn
=
1.13 ×
n1
3
=
0.65
取 0.5mm 6 股
+12V
Dwn
一、变压器的设计步骤和计算公式 1.1 变压器的技术要求:
输V 入电压范围； 输出电压和电流值； 输出电压精度； 效率ηη； 磁芯型号； 工作频率f； 最大导通占空比Dmax； 最大工作磁通密度Bmax; 其它要求。 1.2 估算输入功率，输出电压，输入电流和峰值电流:
要使变压器输出更大的功率
要使变压器输出更大的功率，我们希望在电压一定的情况下，圈数要尽可能的少、导线尽可能的粗。
这样才有利于提供较大的电流，输出更大的功率。
前者需要较大的磁芯截面积，后者要求较大的磁芯窗口面积。
因此要获得较大的输出功率磁芯尺寸必须够大才行。
变压器初级绕组的圈数可用下式来算：N = k *10^5 * U /(f *Ae* Bmax )k 为最大导通时间与周期之比，通常取k=0.4；U 是初级绕组输入电压（V），（近似等于直流输入电压)；f 是变压器的工作频率（KHZ）；Ae 是磁芯的截面积（cm2）；Bmax 是允许的磁通密度最大变化幅度（G）。
因此，在一定电压下，增大截面积Ae、提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax，都有利于减少圈数，提高输出功率。
但是，磁芯的损耗（铁损）是按Bmax的2.7次幂和f的1.7次幂呈指数增长的，Bmax 还受磁芯饱和的限制。
因此，提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax都是有限度的。
大多数适合做开关电源的铁氧体磁芯频率通常限制在10-50KHZ以内，Bmax限制在2000G（高斯）以内，一般取Bmax=1600G 较为合适。
因此，功率主要靠磁芯截面积Ae、其次靠工作频率f控制。
但必须明确的是，这种控制关系是间接的而不是直接的，Ae加大和f提高只是表示对同样的电压，允许绕的圈数更少，只有实际把圈数减少了才能提高功率。
如果在同样材料的一个大磁芯和一个小磁芯上，用一样的导线绕同样的圈数，对同样的输入电压输出功率是基本相同的。
同样，如果一个做好的变压器，仅仅靠改变工作频率，也是不会使输出功率提高的。
联想到楼主张伟明的问题，因为变压器已经做好，所以我建议提高输入电压来提高功率；如果从变压器入手的话，可以尝试把导线适当加粗，同时把频率提高一些，以允许圈数能有所减少，这样就可加大输出功率。
导线加粗受到磁芯窗口面积Ac限制。
用截面积为Ad的导线绕N圈，占用的窗口面积为：Awc = N *Ad = k * 10^5 * U *Ad / (f *Ae* Bmax )设，初级绕组窗口占用系数为Sn =Awc / Ac，Ad用电流I（有效值）和允许的电流密度J表示为Ad=I/J/100，（Ad-平方厘米，I-A有效值，J-A/平方毫米）则上式可写成：Ac* Sn = k * U *I*10^3 / ( f *Ae* Bmax * J)或，U*I = Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3 / k因为输入功率等于输入电压U与电流平均值k*Ip的乘积，而电流有效值I与峰值Ip的关系为Ip= 1.58*I，所以输入功率Pi = 1.58*k*U*I = 1.58*Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3再乘上效率Ef就得到最大输出功率的表达式Po = 1.58 * Ef * Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3可见，功率除了和上面那些有利于圈数减少的因素成正比之外，还与允许导线加粗的Ac、Sn以及电流密度J成正比。
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变压器输出功率和磁芯尺寸的关系
要使变压器输出更大的功率，我们希望在电压一定的情况下，圈数要尽可能的少、导
线尽可能的粗。
这样才有利于提供较大的电流，输出更大的功率。
前者需要较大的磁芯截
面积，后者要求较大的磁芯窗口面积。
因此要获得较大的输出功率磁芯尺寸必须够大才行。
变压器初级绕组的圈数可用下式来算：
N = k *10^5 * U /(f *Ae* Bmax )
k 为最大导通时间与周期之比，通常取k=0.4；
U 是初级绕组输入电压（V），（近似等于直流输入电压)；
f 是变压器的工作频率（KHZ）；
Ae 是磁芯的截面积（cm2）；
Bmax 是允许的磁通密度最大变化幅度（G）。
因此，在一定电压下，增大截面积Ae、提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax，都有利于减少圈数，提高输出功率。
但是，磁芯的损耗（铁损）是按Bmax的
2.7次幂和f的1.7次幂呈指数增长的，Bmax还受磁芯饱和的限制。
因此，提高工作频
率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax都是有限度的。
大多数适合做开关电源的铁氧体磁
芯频率通常限制在10-50KHZ以内，Bmax限制在2000G（高斯）以内，一般取
Bmax=1600G较为合适。
因此，功率主要靠磁芯截面积Ae、其次靠工作频率f控制。
但必须明确的是，这种控制关系是间接的而不是直接的，Ae加大和f提高只是表示
对同样的电压，允许绕的圈数更少，只有实际把圈数减少了才能提高功率。
如果在同样材
料的一个大磁芯和一个小磁芯上，用一样的导线绕同样的圈数，对同样的输入电压输出功
率是基本相同的。
同样，如果一个做好的变压器，仅仅靠改变工作频率，也是不会使输出
功率提高的。
联想到楼主的问题，因为变压器已经做好，所以我建议提高输入电压来提高功率；如
果从变压器入手的话，可以尝试把导线适当加粗，同时把频率提高一些，以允许圈数能有
所减少，这样就可加大输出功率。
导线加粗受到磁芯窗口面积Ac限制。
用截面积为Ad的导线绕N圈，占用的窗口面
积为：
Awc = N *Ad = k * 10^5 * U *Ad / (f *Ae* Bmax )
设，初级绕组窗口占用系数为Sn =Awc / Ac， Ad用电流I（有效值）和允许的电流密度J表示为
Ad=I/J/100，（Ad-平方厘米，I-A有效值，J-A/平方毫米）
则上式可写成：Ac* Sn = k * U *I*10^3 / ( f *Ae* Bmax * J)
或，U*I = Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3 / k
因为输入功率等于输入电压U与电流平均值k*Ip的乘积，而电流有效值I与峰值Ip 的关系为Ip= 1.58*I，
所以输入功率Pi = 1.58*k*U*I = 1.58*Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3
再乘上效率Ef就得到最大输出功率的表达式
Po = 1.58 * Ef * Sn * Bmax * J * f *Ae* Ac * 10^-3
可见，功率除了和上面那些有利于圈数减少的因素成正比之外，还与允许导线加粗的Ac、Sn以及电流密度J成正比。
工程上一般取Ef = 0.8，Sn=0.4，Bmax=1600G，J=4A/平方毫米。
再考虑到不同电路形式的绕组结构不同，故常用下式来估算磁芯的最大输出功率：
Po = m * f * Ae * Ac
推挽电路m=3.2，单端正激电路m=1.6，半桥和全桥m=4.48
电视机行输出变压器常用的三种U型磁芯，U12、U16、U18的Ae与Ac乘积分别为6.12、14.9、30.4（平方厘米），如果频率取f=20KHZ，采用推挽电路，则可算得这三种磁芯可提供的最大输出功率为：
U12：Po = 3.2*20*6.12 = 548 W
U16：Po = 3.2*20*14.9 = 954W
U18：Po = 3.2*20*30.4 = 1945W
这种U型磁芯窗口面积很大适合高压大功率的场合，但磁路较长，初、次级耦合度较差，漏感大。
再次强调，算出的最大功率只是说明该磁芯的能力，大材小用可以，小材大用就不行了。
磁芯选定之后，最大输出功率和工作频率有关，工程上可用下式估算：Po=1.6*f*Ae*Ac (W)
f-工作频率（KHZ）
Ae-磁芯截面积（平方厘米）
Ac-磁芯窗口面积（平方厘米）
(对其他电路形式，式中系数1.6有所不同）
对EI40，Ae=1.28，Ac=1.5，可算得
当f=20KHz时，Po=61W
当f=24KHz时，Po=74W
当f=48KHz时，Po=148W
绕组的每伏匝数，用下式计算：
No = 15.6/(f*Ae) (匝/V）
若f=24KHZ, No = 15.6/(24*1.28) = 0.51 匝/V
如果初级电压V1=240V，次级电压V2=36V，则
初级匝数： N1 = No*V1=122 匝
次级匝数： N2 = No*V2=18 匝。