《射频通信电路》第五章
射频电路基础课件(xin)第五章
第五章
振幅调制与解调
图5.2.8 复杂调制信号生成的双边带调幅信号
(a)
波形； (b)
频谱
第五章
振幅调制与解调
5.2.3 单边带调幅信号
单边带调幅信号的时域表达式为
uSSB(U) 1 1 U sm cos(c Ω)t kMU ΩmU Cm cos(c Ω)t (5.2.4) 2 2
现了uΩ的变化规律， uAM则是在上、 下包络线约束下的高频
振荡， 振荡的最大振幅Usm, max=Usm(1+ma)， 最小振幅 Usm, min=Usm(1－ma)， 所以， 有:
U sm
ma
U sm, max U sm, min 2
U sm, max U sm, min U sm, max U sm, min
相对而言， 去除载频分量， 只保留上、 下边频分量的双
边带调幅就比较有效地利用了功率。 双边带调幅信号的产生 过程如图5.2.5所示。
第五章
振幅调制与解调
图5.2.5 双边带调幅信号的产生
第五章
振幅调制与解调
据此可以写出双边带调幅信号的时域表达式
u DSB k M u Ω u c k MU Ωm cos ΩtU cm cos c t U sm cos Ωt cos c t
uSSB(L)
1 1 U sm cos(c Ω)t kMU ΩmU Cm cos(c Ω)t (5.2.5) 2 2
第五章
振幅调制与解调
uSSB的波形和频谱如图5.2.9所示， 带宽为
BWSSB=Ω
单边带调幅信号的总平均功率等于上边频或下边频分量的平均 功率， 即
PSSB PSSB(U) PSSB(L)
射频通信电路分析
前期课：微波技术， 电子线路 内 容：微波电路理论，应用技术， 半导体知识，通信系统概念
2
本课的相关课程与技术
相关课程：
电磁场 -- 基础课
电场磁场分布，电波传播 滤波器、匹配、 阻抗变换
微波技术--无源电路 分布参数、传输线、微波网络、 射频电路--有源电路 放大、振荡、变频、滤波、收发信机
20
§1.2 BJT硅双极型微波晶体管
特征频率
B E B E B
P+
PN+结 PN结
P+
N+
P+ P 型 基区 N 型 型型 型 Si N+ 衬底
N+
功率增益 最高振荡频率 噪声系数
型 型型 C
c b
E
Ic
C
Ib
e
B
21
1. 特征频率 fT
fT ≈ f β
5~10GHz
Ic β= Ib
Vce = 0
有源电路定义： • 中国习惯指含半导体器件的各种电路 • 英文书刊: active circuit 仅指有高频能量增长的电路 如:放大器、振荡器 passive circuit 指无能量增长的电路
如: 混频器、检波器、开关、限幅器 信息工业领域： 信息采集 ----
信息传输 ---- 信息处理
3
一、 微波频段划分与应用领域
单片集成是最终方向
五、设计技术
计算机辅助设计：三次上机实验课
14
六、课程要求
星期一下午交上周作业并取回上周所交作业 顾洪明、庞云波：东主楼11区222房间 电话: 62781443 平时作业占课程总成绩的20％
15
参 考 书
射频通信电路
1.3.1 分布参数概念《射频通信电路》常树茂
分布参数元件是指一个元件的特性延伸扩展到一定的 空间范围内，不再局限于元件自身。
《射频通信电路》常树茂
分布参数 例子1
例1-1 如果分布电容为 CD=1pF，请计算在 f=2kHz、2MHz 和 2GHz 时，分布电容的容抗 XD。
解：分布电容 CD 的容抗 XD 为
1.2 微波的定义
微波（MW，Microwave）
自由空间中波长1mm到1m
频率300MHz至300GHz
1.2
《射频通信电路》常树茂
射频通信系统
利用更宽的频带和更高的信息容量； 通信设备的体积进一步减小； 解决频率资源日益紧张的问题； 通信信道频率间隙增大，减小干扰； 小尺寸天线，高增益，移动通信系统
趋肤深度定义
1 f
趋肤效应
《射频通信电路》常树茂
•图 2-1 交流状态下铜导线横截面电流密度对直流 情况的归一化值
趋肤效应
《射频通信电路》常树茂
铜的电导率为 6.45107 S / m ，导磁率=0，则在 f=1kHz、1MHz 和 1GHz 的频率下，趋肤深度分别为
f 1kHz 2.0mm f 1MHz 63m f 1GHz 2.0m
/4DQPSK
0.6~3W 0.6~3W
IS-95 869~894 824~849 50MHz CDMA/ FDMA 1250kHz 55~62 20 15960 FDD 12288kbps
BPSK/OQPSK
0.2~2W 0.2~2W
GSM 935~960 890~915 50MHz TDMA/ FDMA 200kHz 8 124 992 FDD 271kbps GMSK 2~20W
《射频通信电路》习题及解答精细版.doc
习题1：1.1本课程使用的射频概念所指的频率范围是多少？ 解：本课程采用的射频范围是30MHz~4GHz1.2列举一些工作在射频范围内的电子系统，根据表1-1判断其工作波段，并估算相应射频信号的波长。
解：广播工作在甚高频（VHF ）其波长在10~1m 等1.3从成都到上海的距离约为1700km 。
如果要把50Hz 的交流电从成都输送到上海，请问两地交流电的相位差是多少？解：8443100.65017000.283330.62102v kmf k k λθπ⨯===⨯10==⨯10∆==1.4射频通信系统的主要优势是什么？ 解：1.射频的频率更高，可以利用更宽的频带和更高的信息容量2.射频电路中电容和电感的尺寸缩小，通信设备的体积进一步减小3.射频通信可以提供更多的可用频谱，解决频率资源紧张的问题4.通信信道的间隙增大，减小信道的相互干扰 等等1.5 GSM 和CDMA 都是移动通信的标准，请写出GSM 和CDMA 的英文全称和中文含意。
（提示：可以在互联网上搜索。
） 解：GSM 是Global System for Mobile Communications 的缩写，意为全球移动通信系统。
CDMA 英文全称是Code Division Multiple Address,意为码分多址。
1.6有一个C=10pF 的电容器，引脚的分布电感为L=2nH 。
请问当频率f 为多少时，电容器开始呈现感抗。
解：11 1.1252wL f GHz wC π=⇒==既当f=1.125GHz 时，电容器为0阻抗，f 继续增大时，电容器呈现感抗。
1.7 一个L=10nF 的电容器，引脚的分布电容为C=1pF 。
请问当频率f 为多少时，电感器开始呈现容抗。
解：思路同上，当频率f 小于1.59 GHz 时，电感器呈现感抗。
1.8 1）试证明（1.2）式。
2）如果导体横截面为矩形，边长分别为a 和b ，请给出射频电阻R RF 与直流电阻R DC 的关系。
射频基础知识培训
信噪比(SIR)平衡准则
SIR平衡是指接收到的SIR应相等 对于上行链路,SIR平衡的目标是使基站接收到的各个用户 SIR应相等 对于下行链路,SIR平衡的目标是使各用户接收到的基站信 号的SIR应相等
混合平衡准则
功率平衡准则的功控方法易于实现,但是其性能不如基于 SIR平衡的功控 基于SIR平衡的功控也存在局限性,可能造成正反馈而导致 系统崩溃 为了克服SIR的正反馈而带来的系统不稳定性,可采用功率 SIR , 平衡与SIR平衡相结合的混合平衡准则
FDMA
Power
TDMA (Time Division Multiple Access)
时分多址 每个用户使用一个时间上的一个不同窗口(时隙) (“time slot”) 一个信道是在一个指定频率上的一个指定的时隙 时隙
时分多址的形象类比是:在同一个小房间的多个用 户(使用相同频率),在每个时隙只有一个用户在说 话,相互之间不会干扰.
Transmission
Medium
多址技术的优点 ◦ 增加容量:为更多用户提供服务 ◦ 减少资金投入 ◦ 降低每用户的费用 ◦ 管理方便
FDMA (Frequency Division Multiple Access)
频分多址 每个用户使用一个不同的频率 一个信道是一个频率 频率
频分多址的形象类比是:每个用户都在一个单独的 : 小房间里通话,相互不受干扰. , .
TDMA
Power
CDMA (Code Division Multiple Access)
码分多址 每个用户在所有的时间内使用相同的频率,通过不同的 code patterns区分 一个信道是一个唯一的 (一套) code pattern(s)
码分多址的形象类比是:在同一个房间的多个用户 同时对话,每个对话者使用不同的语言,只要保证 说话的声音大小一定,通话可以正常进行.
射频电路设计原理与应用
【连载】射频电路设计——原理与应用相关搜索:射频电路, 原理, 连载, 应用, 设计随着通信技术的发展，通信设备所用频率日益提高，射频（RF）和微波（MW）电路在通信系统中广泛应用，高频电路设计领域得到了工业界的特别关注，新型半导体器件更使得高速数字系统和高频模拟系统不断扩张。
微波射频识别系统（RFID）的载波频率在915MHz和2450MHz频率范围内；全球定位系统（GPS）载波频率在1227.60MHz和1575.42MHz的频率范围内；个人通信系统中的射频电路工作在1.9GHz，并且可以集成于体积日益变小的个人通信终端上；在C波段卫星广播通信系统中包括4GHz的上行通信链路和6GHz的下行通信链路。
通常这些电路的工作频率都在1GHz以上，并且随着通信技术的发展，这种趋势会继续下去。
但是，处理这种频率很高的电路，不仅需要特别的设备和装置，而且需要直流和低频电路中没有用到的理论知识和实际经验。
下面的内容主要是结合我从事射频电路设计方向研究4年来的体会，讲述在射频电路设计中必须具备的基础理论知识，以及我个人在研究和工作中累积的一些实际经验。
作者介绍ChrisHao，北京航空航天大学电子信息工程学院学士、博士生；研究方向为通信系统中的射频电路设计；负责或参与的项目包括：主动式射频识别系统设计、雷达信号模拟器射频前端电路设计、集成运算放大器芯片设计，兼容型GNSS接收机射频前端设计，等。
第1章射频电路概述本章首先给出了明确的频谱分段以及各段频谱的特点，接着通过一个典型射频电路系统以及其中的单元举例说明了射频通信系统的主要特点。
第1节频谱及其应用第2节射频电路概述第2章射频电路理论基础本章将介绍电容、电阻和电感的高频特性，它们在高频电路中大量使用，主要用于：（1）阻抗匹配或转换（2）抵消寄生元件的影响（扩展带宽）（3）提高频率选择性（谐振、滤波、调谐）（4）移相网络、负载等第1节品质因数第2节无源器件特性第3章传输线工作频率的提高意味着波长的减小，当频率提高到UHF时，相应的波长范围为10-100cm，当频率继续提高时，波长将与电路元件的尺寸相当，电压和电流不再保持空间不变，必须用波的特性来分析它们。
射频通信电路复习提纲(2005)
射频通信电路复习提纲绪论1、掌握通信系统的基本组成。
2、了解通信系统中信号通过信道传输的基本特点。
理解通信设备的主要单元电路功能。
第一章，选频回路与阻抗变换1、了解滤波器在电路中的作用；掌握串并联谐振回路的阻抗表达式，幅频特性()Z j ω、相频特性()Z ϕω、谐振频率0ω、Q 值、通频带BW 0.7。
2、掌握系统级联中阻抗匹配对性能影响的结论，掌握变压器、电容、电感分压电路的阻抗变换特性。
3、掌握L 型阻抗变换网络计算。
理解T 型、∏型阻抗变换网络的概念。
4、了解传输线的基本特性、反射系数的概念和Smith 圆图的概念，了解用Smith 圆图进行阻抗匹配网络设计的方法与基本步骤。
5、掌握传输线变压器的概念和基本特性（能量传递、电平隔离），能用传输线变压器实现宽带阻抗变换。
6、了解集中选频滤波器和集成电感的原理与应用。
第二章，噪声与非线性失真1、理解电子电路中噪声的来源和影响因素；掌握电阻的热噪声计算方法及噪声等效电路，了解BJT 和FET 晶体管的主要噪声来源。
2、掌握噪声系数的定义和简单电路的噪声系数计算方法。
掌握等效噪声温度的定义及其与噪声系数的关系。
3、掌握多级放大器噪声系数的计算方法，了解改善系统噪声系数的方法。
4、了解非线性电路的定义和主要特征。
了解阻塞、交调、互调的出现原因和现象，了解1dB 压缩点、IIP 3的定义和计算方法。
5、掌握幂级数分析法及其应用（条件和实例）。
6、掌握折线分析法及其应用（条件和实例）。
7、掌握开关函数分析法及其应用（条件和实例）。
8、掌握时变参量分析法及其应用（条件和实例）。
9、了解模拟乘法器的概念和典型用途（运算、变增益放大、调幅及检波、混频、鉴相）10、了解差分对电路的传递特性。
掌握双差分模拟乘法器的电路组成、传递特性、小信号和大信号下的近似特性、扩展线性范围的方法。
11、了解灵敏度的定义，掌握接收机灵敏度的计算方法。
了解动态范围的定义。
第三章，调制和解调1、 了解调制与解调在通信系统中的作用。
射频通信电路第五章 低噪放(设计例) 5-3
M2 L3 C
低噪放的性能模拟结果
参数 增益
噪声系数
数值 20.7dB 2.4 dB -27 dB -2 dBm -10.6 dB 19.8mW 3.3V
输入阻抗（ 输入阻抗（S11 ）
IIP3（在1.894GHz） ）
镜频抑制（ 镜频抑制（在1.5GHz） ）
功耗 电源
实际产品举例——MAX2640 实际产品举例 低功耗、 低功耗、超低噪声集成放大器
工作频率范围： 工作频率范围： 增益 增益随温度变化 噪声系数 输入回波损耗 输出回波损耗 反向隔离 输入1dB增益压缩点 输入1dB增益压缩点 输入三阶截点
400 ~ 1500MHz ，
15.1dB 0.6 dB 0.9 dB -11 dB -14 dB 40 dB -22 dBm -10 dBm
1 L3 ( cd + c0 )
Cd 和 C 0
，得：
1 L3 = ωRF 2 ( cd + c0 )
2. 性能指标 (1) 增益 代入MOS管共栅等效电路 代入 管共栅等效电路 增益
V
RFin+ in +
Vout +
1 gm
g m vgs
rds
Cgs
管子跨导 管子跨导 g m rds → ∞ 负载 回路谐振阻抗 RP
5.3 低噪声放大器设计
采用晶体管的等效电路模型设计、 等效电路模型设计 采用晶体管的等效电路模型设计、分析低噪声放大器 电路组成：晶体管、偏置、输入匹配和负载四大部分 电路组成：晶体管、偏置、 组成 典型电路 晶体管 Q R 偏置电阻 Rb1、Rb 2 、 e 输入匹配网络 输入匹配网络 Q
射频通信电路第五章低噪放-用S参数设计放大器
Z0 Z0
网络输入输出端
in
Zin Zin
Z0 Z0
和
out
Z out Z out
Z0 Z0
输出负载端
L
ZL ZL
Z0 Z0
信号源电动势的有效值为VS
网络输入功率为
Pin
V1 2 Zin
1 Z0
V1i 2
1 in 2
其中：V1网络输入端电压，Zin为输入阻抗
与
L
有关，
当 L
* out
时，又有
1 Sin
2 L *out
1 S11S 2 1 S22*out 2
1 out 2
2
资用功率增益定义为：网络输入、输出端均 匹配时的增益，其值为
PL L *out
G A
P A
S21 2 1 S 2
放大器的稳定性有2种情况 无条件稳定
对于任何无源匹配网络，只要 S 1,
晶体管就一定有 in 1 和 out 1
----无条件稳定放大器 条件稳定
L 1,
只能对某些条件下的
S
和
，放大器才是稳定的
L
----条件稳定放大器
本书仅讨论无条件稳定情况
构成放大器的晶体管，当满足：
S11S22 S12S21 1
以及
k
1
S11 2
S 22
2
2
1
2 S12 S21
Rollett因数
时，放大器是无条件稳定的
对于单向传输晶体管，一定有 k 则当
S11 1, S22 1时，又满足 1 由此晶体管
射频通信电路1-11
f2
2
f1 )
等效噪声带宽
Si(f)
2 S ( f ) H ( f ) 2 df Vno i 0
2
2 S H ( f ) 2 df Vno i 0
H(f)
So(f)
2
S o ( f ) Si ( f ) H ( f )
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
BL H ( f ) df / H ( f 0 ) 2
Vi Ro
蔡竟业 jycai@
解：该电路电压增益 输入信号功率
Psi
Ro Gp Rs Ro
输入噪声功率
输出信号功率 电路噪声系数
Pni 4kTRs B
Pso G p Psi
2
输出噪声功率 Pno 4kT ( Rs // Ro ) B
Psi / Pni 4kT ( Rs // Ro ) B Rs Ro F Pso / Pno 4kTRs B Ro
蔡竟业 jycai@
• 香农(C.E.Shannon)信息容量极限理论
I=B log2(1+S/N) 或 I=3.32 Blog10(1+S/N) I为信息容量，单位b/s, B为通信系统信号带宽，单位Hz, S/N为信噪功率比。
决定通信系统性能(信息容量,质量)的 两个重要参数：通信系统信道带宽和通信信 号信噪比(干扰噪声功率谱)!
2 4kTRB Vno
2 4kTB / R In
电阻R热噪声源的资用噪声功率
No 4kTBR / 4 R kTB
PN结的散粒噪声特性
S I ( f ) 2qI o
闪烁噪声特性 SV ( f ) K / f o
《射频通信电路》第五章
2N
群时延
d（W） 2N t（W） A1 A1A（2 N 1 W ） g 2 dW
线性相移巴特沃兹滤波电路
W A1W 1 A2 W 2 N
A1 1 A2 0
W W
随着频率变化，相位没有突变
牺牲截止频率附近的频率陡峭特性
线性相移巴特沃兹滤波电路
/4
常用滤波器结构类型
(4)六级 折叠边缘耦合分布参数带通滤波器
(5)六级 叉指分布参数带通滤波器
(6)分布参数低通滤波器
50 OHMS
50 OHMS
常用滤波器结构类型
单位：m m 1.0 1.0 0 －10 18.4 1.85 30 －20 2.0
IL / dB
U 4.7
－30 －40 －50 S21 S11 1.4 1.6 1.8 2.0 f / GHz 2.2 2.4 2.6 2.8
5.2.2 契比雪夫滤波电路
5.2.2 契比雪夫滤波电路
5.2.2 契比雪夫滤波电路
带内电压传递系数模值
1 1 H (W） 2 2 IL 1 a TN（W）
带外衰减
1 2 2N a W a 2W 4
契比雪夫低通原型滤波器的阻带衰减特性
dB
30
N=5
N=4
基本并联带阻滤波器
基本串联带阻滤波器
(5)基本滤波器电路的串联、并联构成更复杂的多级滤波器
(a) 8个极点的低通滤波器
(b) 6个极点带通滤波器
常用滤波器结构类型
•分布参数滤波器
(1)并联/4短路线构成的带通滤波器
通过孔
/4
(2)并联/4开路线构成的带阻滤波器 (3)六级 边缘耦合平行耦合线带通 滤 波 器
射频通信电路_黄卡玛_射频网络
《射频通信电路》
4.2.3 网络的级联
+ i1 L v1 端口I 两端口网络 C1 C2 v2 端口II i2 +
AA jC
1
1
0 , 1
AB
1 0
j L , 1
AC jC
1
2
0 1
L C1 C2
A
B
v1
vA1 端口I
网络A
vB1 端口I
网络B
端口II
i1 iA1 , v1 v A1 i2 iB 2 , v2 vB 2
iA2 iB1 , vA2 vB1
《射频通信电路》
4.2.3 网络的级联
v1 A v2 A AA i1 A i2 A v1B v2 B AB i1B i2 B
C
1 A AA AB AC jC 1
0 1 0 1
j L 1 jC 1 2
0 1
1 2 LC2 j L 3 2 j C C j LC C 1 LC 2 1 2 1 1
Z12 C Z 22 1 C A C 1 A D C 1 D C
Z11 Z Z 21
《射频通信电路》
4.3.2 网络分析的应用
R TML RFIN L L
T Z0
C
RFOUT
bl
《射频通信电路》
《射频通信电路》
第四章 射频网络
《射频通信电路》
第四章 射频网络
4.1 4.2 4.3 4.4 4.5
《射频通信电路设计》学习笔记
1.3 射频电路设计的特点1.3.1 分布参数集总参数元件：指一个独立的局域性元件，能够在一定的频率范围内提供特定的电路性能。
在低频电路设计中，可以把元件看作集总参数元件，认为元件的特性仅由二传手自身决定，元件的电磁场都集中在元件内部。
如电容、电阻、电感等；一个电容的容抗是由电容自身的特性决定，不会受周围元件的影响，如果把其他元件靠近这个电容器，其容抗不会随之产业化。
分布参数元件：指一个元件的特性延伸扩展到一定的空间范围内，不再局限于元件自身。
由于分布参数元件的电磁场分布在附近空间中，其特性要受周围环境的影响。
同一个元件，在低频电路设计中可以看作是集总参数元件，但是在射频电路设计中可能需要作为分布参数元件进行处理。
例如，一定长度的一段传输线，在低频电路中可以看作集总参数元件；在射频电路中，就必须看作分布参数元件。
分布电容（C D）：指在元件自身封装、元件之间、元件到接地平面和线路板布线间形成非期望电容。
分布电容与元件眯并联关系。
分布电感（L D）：指元件引脚、连线、线路板布线等形成的非期望电感。
分布电感通常与元件为串联关系。
**在低频电路设计中，通常忽略分布电容和分布电感对电路的影响。
随着电路工作频率的升高，在射频电路设计中必须同时考虑分布电容和分布电感的影响。
分布电容容抗计算公式：X D=1/ωC D=1/2πƒC D分布电感感抗计算公式：X D=ωL D=2πƒL D如：分布电容C D=1pF，其在ƒ=2kHz、2MHz和2GHz时的容抗：ƒ=2kHz时：X D=79.6MΩƒ=2MHz时：X D=79.6KΩƒ=2GHz时：X D=79.6Ω (接近与射频电路标准阻抗Z0=50Ω，并联影响明显)又如：分布电感L D=1nH，其在ƒ=2kHz、2MHz和2GHz时的感抗：ƒ=2kHz时：X D=12.6×10-6Ωƒ=2MHz时：X D=12.6×10-3Ωƒ=2GHz时：X D=12.6Ω (接近与射频电路标准阻抗Z0=50Ω，串联影响明显)1.3.2 λ/8设计准则随着工作波长变短，电路板上不同位置电压的相位差变大，因此必须考虑电压和电流空间分布的变化。
射频通信电路 - 清华 PART5
调幅信号(A变化) ： 输入 输出
V = A(t ) cos ωt
V0 = g ( A) cos[ωt + θ ( A)]
g(A)：AM－AM特性，输入输出幅度不成正比 θ(A)： AM－PM特性，输入输出相位有变化 输入信号幅度变化引起：交调失真、群时延失真、频谱展宽 • AM/PM转换系数 转换系数 输入单频等幅信号时，输出信号相位变化(单位：弧度)与输 入信号功率变化(单位： dB)的比值。
15
4. 大信号非线性模型法 谐波平衡法 大信号非线性模型法(谐波平衡法 谐波平衡法)
G
Lg Rg Vgi IG Rg
IB Cdg Cgs Rgs Cdc ID Rs Ld
Rd
D
Gds Cds
FET 等效电路 • 电路中5个非线性元件： ID---f1(Vgi, VDS) Gds--f2(Vgi, VDS) Cgs--f3(Vgi) IG---f4(Vgi) 跨导非线性 输出电导 栅源结变电容
++
梁式引线 梁式引线
GaAs基片 GaAs基片
21
混频二极管封装和等效电路
上电极 双引线 管芯
Ls
瓷管壳
Cp
下电极
Cj
Rj
Rs
• LS --- 引线电感，要短 • CP --- 管壳寄生电容(与管壳材料、形状有关) • RS --- 串联电阻，包括N型半导体层的体电阻、衬底电阻、 电极的欧姆接触电阻(与材料、工艺有关) • Cj --- 结电容，结面积要小 • Rj --- 结电阻
2. 电源效率
晶体管放大器射频输出功率 Pout η= = 直流电源供给的直流功率 PDC
反映了把直流功率转换成射频功率的能力，但不能反映功 率放大能力。 1
射频通信电路1-5章
第一章 1-1158.0dB 16)67.661026.0(112=-=⨯⨯+=S将kHz 1000±=f f 及kHz 6400=f 代入 得 Q =20kHz322006400dB3===Qf BW1-2 （1） H 53.41056)102(11122720μπω=⨯⨯⨯==-CL67.6615.010dB300===BWf QdB 13.18124.067.661026.011)(21122000-==⎪⎭⎫⎝⎛⨯⨯+=⎪⎪⎭⎫⎝⎛-+=f f f Q S（2）当kHz 300dB 3=BW 时33.333.010dB30===BW f Q e回路谐振电导512701055.1033.3310561021--⨯=⨯⨯⨯===πωρee e Q C Q G （s ）回路空载谐振电导512700001027.567.6610561021--⨯=⨯⨯⨯===πωρQ C Q G （s ）并联电导5501028.510)27.555.10(--⨯=⨯-=-=G G G e （s ） 并联电阻 Ω=⨯==-K 9.181028.5115G R1-3H06.2)2(11211μπ==C f LH .)(μπ742212222==C f L2’2C 2 v 1v 3 L 2C 3L 3C 1L 1H 68.0)2(13233μπ==C f L1-4(a)LCf π210=(b)LCf π210=(c) )(21211L L C f +=π(d) 2121LCf π= 1221CL f π=2121221C C C C Lf +=π1-5由于回路为高Q ，所以回路谐振频率kHz 5.465103901030021216120=⨯⨯⨯=≈--ππLCf回路的损耗电阻Ω=⨯⨯⨯⨯==-4.1110010390105.4652630πωQ Lr回路的谐振阻抗Ω=+=K 114)1(20Q r R P考虑信号源内阻及负载后回路的总谐振阻抗为f 0x ff 0xff 2xff 1f 1 xff 2Ω==∑K 42||||L P S R R R R回路的有载Q 值为 372104203=⨯==∑Lf R Q e πρ通频带kHz56.12375.4650dB3===eQ f BW在kHz 10=∆f 处的选择性为：dB 47.5532.05.465203711211220-→=⎪⎭⎫ ⎝⎛⨯+=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛∆+=f f Q S e1-6回路特性阻抗 Ω=⨯⨯⨯==-159101001021211270ππρCf回路谐振阻抗 Ω=⨯==k 9.15100159Q R P ρ由SPLR P R R P 21221+=可求得336.02=P信号源内阻S R 折合到回路两端为：Ω===k 20)8.0(8.12221'P R R SS 负载电阻L R 折合到回路两端为：Ω===k 86.8)336.0(1222'P R R LL回路总谐振阻抗∑R 为ms226.0112.005.00629.086.812019.1511111''=++=++=++=∑LSPR R R R即Ω=∑k 43.4R回路有载Q 值为 8.271591043.43=⨯==∑ρR Q e回路的通频常 MHz 359.08.27101060dB 3=⨯==eQ f BW1-7由于eQ f BW 0dB 3= 所以回路有载5010201036dB30=⨯==BWf Q e回路谐振时的总电导为ms .020501015910211660=⨯⨯⨯⨯==-∑πωeLQG （即)Ω=∑K R 50回路的空载电导为ms .01010==LQ Gpω（即K R P 100=）信号源内阻折合到回路两端的电导值为ms .'010=-=∑p S G G G由于S S G P G 2'=，所以电容接入系数为：1.001.0101001.033'2=⇒=⨯==--P G G PSS回路总电容PF 15910159)1028.6(1162620=⨯⨯⨯==-LC ω∵接入系数2211C C CC P ==ωω所示PF15902==PC C11C C P =-，所以PF 1769.01591==C1-8PF 40'022=+=C C C因此回路的总电容为PF 3.18402040205''2121=+⨯+=+⋅+=∑C C C C C C i回路谐振频率rad/s 1026103.18108.01171260⨯=⨯⨯⨯==--∑LCω回路的空载谐振阻抗为Ω=⨯⨯⨯⨯===-k 9.20100108.0102667000LQ Q R P ωρ电阻0R 对回路的接入系数为31'211=+=C C C P考虑了i R 与0R 后的谐振阻抗∑R 为)ms(5.9k 17.05)31(1019.201111202Ω=++=++=∑R PR R R iP回路有载品质因数为281017.0130≈⨯⨯==-∑L R Q e ωρ回路通频常 1.48MHzrad/s .dB=⨯=⨯==77310930281026eQ BWω1-9设回路的空载∞=0Q ，设P 为电容接入系数211C C C P +=，由于有最大功率传输，∴ 333.02=→=P P R R L S∵ 100dB 3=→=e eQ Q f BW∵ L R Q e 0ω∑= →Ω==∑k 5.4||2P R R R L S可得： H 48.41010162105.4630μπω=⨯⨯⨯⨯==∑eQ R LPF221048.4)10162(11626202121=⨯⨯⨯⨯==+⋅=-πω∑LC C C C CPF 66333.0222===PC C ∑PF331=C1-10 4010251069dB300dB 3=⨯==→=BW f Q Q f BW e e,∵∑=C i e XR Q →25.14050==∑C X则必有25.12<C X ，由2R 与2C 组成的并联支路Q 大于4以上，则12>>Q ，此题可用高Q 计算。
射频电路基础 第一章 射频电路导论
第一章 射频电路导论
为了实现阅读器线圈和电子标签线圈之间的电感耦合工作 原理， 两个线圈之间的距离必须远小于工作频率对应的波长， 所以电感耦合RFID系统的工作频率较低， 典型频率有125 kHz、 225 kHz和13.56 MHz， 作用距离较小， 典型距离在10~20 cm 以内。 电磁反向耦合RFID系统利用阅读器和电子标签之间电 磁波的发射、 接收和反射实现数据传输， 所以工作频率较高， 典型频率有433 MHz、 915 MHz、 2.45 GHz和5.8 GHz， 作用 距离较大， 典型距离在4~6 m以上。
1.1.1 无线电远程通信
无线电远程通信起始于意大利人马可尼从1895年开始的室 外电磁波通信实验， 最初的目的是实现无线电报。 经过100多 年的发展， 无线电远程通信从无线电报发展到无线电广播、 电视、 移动通信等， 逐步覆盖了陆地、 海洋和太空， 从固定 通信发展到移动通信， 从模拟通信发展到数字通信。 无线电 广播、电视和移动通信使用的无线电频率为300kHz~3000 MHz。 图1.1.2给出了无线电广播和电视系统的基本结构。
第一章 射频电路导论
其中, a1u1和a1u2是u1和u2分别输入时输出的交流电流， 相加得 到它们同时输入时产生的输出， 所以， 以上线性电路适用叠 加定理， 而且iC的交流成分中只存在和输入信号频率相同 的频率分量， 即a1U1m cosω1t和a1U2m cosω2t。
第一章 射频电路导论
第一章 射频电路导论
1.1.4 射频识别
图1.1.5是一种电感耦合RFID系统阅读器和电子标签的基 本结构， 阅读器和电子标签都包括基带处理器和无线电收发 器。 基带处理器负责发射数据的编码和加密， 以及接收数据 的解码和解密， 阅读器的基带处理器还需要负责数据协议处 理和与应用系统软件的数据交换， 电子标签的基带处理器还 需要完成数据存储和读取。
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Z IN
1 jWL1 // jWL2 RL jWC2
IL W a W 10 log10 1 IN
2
《射频通信电路》常树茂
5.2.3 归一化滤波电路的变换
dB
30
1. 映射到低通滤波电路
dB
30 25
25
20
20
IL(W)
15
归一化 LPF
阻带抑制：在理性情况下希望滤波电路 在通带外能够具有无穷大的衰减，但实 际滤波电路只能达到一个有限的衰减量。 通常为了与矩形参数比较，定义阻带抑 制为60dB。
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品质因数 （Quality Factor）
滤波电路的品质因数定义为在谐振频率 下，平均储能和一个周期内的平均能量 消耗之比。 滤波电路的品质因数Q可以用公式表示为
lg[(10 0.1LAS 1) (10 0.1LAr 1)] n 2 lg W s
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5.2.1 巴特沃兹滤波电路
表5―2巴特沃士(即最大平坦式）低通原型滤波器归一化元件值(LAr=3dB)
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5.2.1 巴特沃兹滤波电路
带外衰减
a 10 log10 W
10 0.8196 1.4369 1.8192 1.7311 1.9362 1.7590 1.9055 1.6527 1.5817 0.7446 1.1007
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5.2.2 契比雪夫滤波电路
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契比雪夫低通原型滤波器的阻带衰减特性
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契比雪夫低通原型滤波器的阻带衰减特性
5.2.1 巴特沃兹滤波电路
RG=g0=1 g1 g3 LPF
+
VG
g2
gN+1
首个元件并联 首个元件串联
GG=g0=1 g2 LPF
+
VG
g1
g3
gN+1
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5.2.1 巴特沃兹滤波电路
已知带边衰减为3dB处的归一化频率 Ω c=1、截止衰减LAs、归一化截止频率Ω s 和通带内的最大衰减LAr则上图的元件数n 由下式给出或查下图得,而元件值由5-2 表给出。
2N
群时延
tg W
A1 A2 2 N 1 W2 N
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线性相移巴特沃兹滤波电路
W A1W 1 A2 W 2 N
A1 1 A2 0
W W
随着频率变化，相位没有突变
牺牲截止频率附近的频率陡峭特性
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N=10 9 8 7
6
5
4 N=3
N=1
5
0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0
50
W
a(W)
N=2
40 30
插入损耗
20 10 0 1 2 3
N=1
W
4
5
6
7
8
9 10 11
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5.2.2 契比雪夫滤波电路
已知通带内的最大衰减LAr、归一化频 率Ω c=1、截止衰减LAs和归一化截止频 率Ω s,则图7-2中元件数n由下式给出或 查图7-4(b)和(c）获得,元件值由表7-3 给出。
HTS微带 双工器
室内天线
基站室外单元内HTS器件
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滤波器的实物照片
金属腔体型介质谐振器滤波器（2.8 GHz和5.6
GHz）
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滤波器的实物照片
0
IL / dB
－60
0
1.3 f / GHz
3.1
慢波结构及慢波滤波器
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滤波器的实物照片
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第五章 滤波电路设计
西安邮电学院电信系 常树茂 2007年9月
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第5章 滤波电路设计
5.1 谐振电路和滤波电路的基本结构
5.1.1 谐振电路的类型和基本参数 5.2.1 巴特沃兹滤波电路 5.2.2 契比雪夫滤波电路 5.2.3 归一化滤波电路的变换
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滤波器的实物照片
卫星高频头滤波器电路实物图
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滤波器的实物照片
半波长谐振器平行耦合滤波器的实物照片
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5.1 谐振电路的类型和基本参数
归一化的角频率W定义： 为实际角频率w与中心角频率（截止频率） wC的比值，定义为
w W wC
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cosh1 10 LAs /10 1 / 10 LAr /10 1 n cosh1 W s
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契比雪夫低通原型滤波器归一化元件值
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5.2.2 契比雪夫滤波电路
LAr = 0.01dB n 1 2 3 4 5 6 7 8 9 g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 g9 g10 g11 0.0960 1.0000 0.4488 0.4077 1.1007 0.6291 0.9702 0.6291 1.0000 0.7128 1.2003 1.3212 0.6476 1.1007 0.7563 1.3049 1.5773 1.3049 0.7563 1.0000 0.7813 1.3600 1.6896 1.5350 1.4970 0.7098 1.1007 0.7969 1.3924 1.7481 1.6331 1.7481 1.3924 0.7969 1.0000 0.8072 1.4130 1.7824 1.6833 1.8529 1.6193 1.5554 0.7333 1.1007 0.8144 1.4270 1.8043 1.7125 1.9057 1.7125 1.8043 1.4270 0.8144 1.0000
1 L w L 0 C 1 C w0
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1. 映射到低通滤波电路
设计一个3阶3dB等波纹契比雪夫低通滤波电路， 信号源和负载的阻抗为Z0=1W，截止频率为 f0=1GHz。 归一化3dB等波纹契比雪夫低通滤波电路的参数 为：L1=3.3487H，C2=0.7117F，L3=3.3487H
磁 If 电
r
Wf h W
Sf 地 0 －10 －20
dB
U U
2L 2L
C/2
C/2
－30 －40 －50 －60 2.5
S21 S11 3.0 3.5 f / GHz 4.0 4.5
(a)
(b)
梯形线原理及三节梯形线滤波器
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滤波器的实物照片
6 1 2 0 －20 0 －20 －40 4 3 5 7 8
确定阶数N 确定基本电路 确定电路参数
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确定阶数N
dB
N=10 9
80 70 60 50 40 30
8
7
6
5
N=4
N=3
a
N=2
N=5
20 10 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
N=1
W
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确定基本电路
R0 L1
+
L3 L5 R6 C2 C4
插入损耗 （Insertion Loss）
插入损耗：描述滤波电路在通带内对传 输信号的损耗。 定义为从信号源入射到滤波电路的功率 PIN与匹配负载得到功率PL的比值，采用 分贝可以表示为
PIN IL dB 10log10 PL
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波纹系数 （Ripple）
波纹系数：滤波电路通带内的平坦度可以 用波纹系数来描述，单位为分贝。 波纹系数表示在通带内滤波电路响应的最 大值和最小值的差值。
矩形系数：描述了滤波电路的响应在截止 频率附近的陡峭变化的特性。 矩形系数越高，滤波电路的响应越陡峭。 矩形系数SF定义为60dB带宽与3dB带宽的 比值
fH fL BW SF 3dB 3dB 3dB BW fH fL
60 dB 60 dB 60 dB
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阻带抑制 （Depression）
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二种滤波器函数
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5.2 集总参数滤波电路
5.2.1 巴特沃兹滤波电路
IL 10 log10 1 IN
2
10 log10 1 a 2 W 2 N
截止频率wC上滤波电路有3dB的损耗
IL 10log10 2 3dB
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5.2 集总参数滤波电路
5.3 分布参数滤波电路
5.3.1 基本方法 5.3.2 低通滤波电路的设计 5.3.3 带阻滤波电路 5.3.4 带通滤波电路
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滤波器的实物照片
非HTS 微带电路 主天线 分集天线 HTS双工器
HTS带通
HTS带通
LNA
LNA
实际 LPF
IL(W)
15
10
10
5
5
0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0
0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0
GHz
W
w
w w0 W
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1. 映射到低通滤波电路