峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用
基于双重移相控制的全桥DC-DC变换器峰值电流控制
基于双重移相控制的全桥DC-DC变换器峰值电流控制张华勇;凌跃胜;庞天宇;李双超【摘要】隔离式全桥DC-DC变换器采用单移相控制方式在轻载时会产生较大的回流功率和电流应力,进而引起较大的功率管损耗和隔离变压器的磁滞损耗.针对这个问题,文章通过分析双重移相控制方式的双向全桥DC-DC变换器在软开关约束条件下的峰值电流特性,提出了一种基于传输功率的峰值电流双重移相控制方法,有效减小了电流峰值.仿真与样机实验结果验证了所提出双重移相控制方式的正确性和有效性.【期刊名称】《通信电源技术》【年(卷),期】2018(035)001【总页数】3页(P30-32)【关键词】双向直流变换器;移相控制;回流功率;峰值电流【作者】张华勇;凌跃胜;庞天宇;李双超【作者单位】河北工业大学电气工程学院,天津300130;河北工业大学电气工程学院,天津300130;河北工业大学电气工程学院,天津300130;河北工业大学电气工程学院,天津300130【正文语种】中文0 引言双向DC-DC变换器中双H桥变换器由于其电气隔离、升降压变换、双向能量传输、高功率密度、零电压开断等特点被广泛关注，并且能够减小系统体积、重量和成本，在分布式光伏系统，微电网、航空电源、不间断电源和电动汽车等领域有着广泛的应用[1-2]。
单重移相控制方式(Single-Phase-Shift,SPS)常应用于全桥DC-DC变换器。
这种控制方式相对简单、容易实现，但无法避免在轻载或者输入输出电压不匹配时存在的回流功率大，电流应力过高，损耗大效率低等问题[3-5]。
为了解决SPS控制方式存在的电流应力大、效率低的问题[6-7]，本文分析了双重移相(Dual-Phase-Shift,DPS)控制的工作原理，提出了一种基于传输功率不变来确立变换器中峰值电流的控制方式，有效地减小变换器开关管的电流应力以及隔离变压器的回流功率。
1 双重移相控制的工作原理典型的全桥双有源DC-DC变换器电路如图1所示，由两个对称的H桥和高频变压器组成。
全桥移相控制技术(精)
全桥移相控制技术的重大进步LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关（ZVS）能做高效率转换的全部控制功能。
自适应方式的ZVS电路延迟功能将开启信号提供给每个MOSFET以克服各个元件的偏差，手动设置延迟的方式，可使二次侧同步整流的驱动信号直接做到开启延迟。
LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。
UVLO调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。
LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。
LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。
此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。
都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。
各引脚功能说明如下：（3722-1/-2）SYN.(1Pin)振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。
同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。
DPRG.(2Pin) 对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。
RAMP.(NA/Pin2) 对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。
CS (3Pin)对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。
COMP(Pin4) 误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。
RLEB (Pin5/NA) 前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns 到310ns的电流检测信号的前沿消隐。
推荐采用一个±1％电阻，LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。
FB (6pin) 误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V.SS (7Pin) 软起动（重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波（LTC3722-1）或一占空比。
基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源
基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源UCC3895芯片是Texaslnstruments公司生产的专用于PWM移相全桥DC／DC变换器的新型控制芯片。
它在UC3875(79)系列原有功能的基础上增加了自适应死区设置和PWM软关断能力，这样就适应了负载变化时不同的准谐振软开关要求。
同时由于它采用了BICMOS工艺，使得它的功耗更小，工作频率更高，因而更加符合电力电子装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。
通过不同的外围电路设置，既可工作于电压模式，也可工作于电流模式，并且软启动／软停止可按要求进行调节。
2．UCC3895芯片介绍UCC3895芯片采用了20个引脚实现了以下功能：自适应死区时间设置；振荡器双向同步功能；电压模式控制或电流模式控制；软启动／软关断和控制器片选功能可编程；移相占空比控制范围0％～100％；内置7MHz带宽误差放大器；最高工作频率达到1MHz；工作电流低，500kHz下的工作电流仅为5mA；欠压锁定状态下的电流仅为150μA。
UCC3895芯片是UC3875(79)系列芯片的升级，同后者相比，内部电路做了许多改进，设计更为方便，性能有所增加。
下面介绍其部分主要引脚功能：EAP、EAN、EAOUT分别为误差放大器的同相输入端、反向输入端和输出端。
CS和ADS CS是电流检测比较器的反相输入端。
内部接到电流测量比较器负输入端和过流比较器正输入端以及ADS放大器。
电流测量信号用于实现峰值电流模式控制中的逐周期限流，及过流关闭输出脉冲保护。
过流关闭输出脉冲会导致一个重新的软启动过程。
ADS是自适应死区时间设置，是该控制芯片新增的控制管脚，可设置最大和最小输出死区时间之比值。
CS端的电压应限制在2.5V以下。
当ADS与CS相连时，死区时间没有自适应调节功能；当ADS直接接地时，死区时间调节范围最大，此时，CS=0时的死区时间约为CS=2.0V(峰值电流限制值)时死区时间的4倍。
移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计
移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计摘要：小信号建模分析是移相全桥ZVS变换器理论研究的重要部分，利用小信号建模分析可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合设计要求的物理模型。
本文小信号模型基于Buck 变换器电路的开环小信号模型，利用状态空间平均法原理，搭建出峰值电流控制的闭环小信号模型。
这就需要先构分析研究Buck变换器开环小信号模型建立方法，在完成以上理论研究并搭建出闭环小信号模型基础上，为后续设计数字控制器打好基础。
关键词：状态空间平均法 BUCK变换器小信号建模一、引言性能良好的控制器是开关电源所必需的，需要建立闭环小信号模型从而完成控制器的设计。
在研究一个典型变换器系统时，当输入电压或负载发生变化时，我们常希望通过闭环反馈控制系统，来调节变换器的开关管通断时间，并且要采取相应措施来抑制输入电压、负载变化等对变换器输出参数的影响，提高系统稳定性输出精度，保持变换器系统输出电压恒定，具备较好的静态性能，并使系统的超调量、调节时间等动态性能满足设计要求。
因此，变换器作为闭环控制系统，其静态、动态性能是否满足要求，与反馈控制的设计好坏密切相关。
由于开关管、整流二极管这些非线性器件移相全桥ZVS变换器中得到了大量使用，因此移相全桥ZVS变换器是一个典型的非线性系统，较为复杂。
因此我们寻求一种高效的数学的方法，简化复杂的物理模型，从而得到一种较好理解和分析研究的数学模型，即小信号模型。
二、状态空间平均法原理分析在电路系统中，各状态变量的小信号扰动量的关系，随着系统处于某稳态工作点附近时，可以近似看做为线性特性，因此利用小信号建模分析就可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合本文设计要求和较容易分析研究的物理模型。
[1]在简化物理模型后，电路系统中各控制量对输出电压的传递函数就可以建立起来了，之后对控制器的设计就可以利用经典控制理论来完成了。
本文采用常见且应用成熟的小信号建模方法：状态空间平均法。
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
７１
定稿日期：２００８—０８—０６
作者简介：夏泽中（１９５８一），男，湖北武汉人，博士，教授，研究
方向为电力电子与电力传动。
万方数据
第４２卷第１２期
２００８年１２月
电力电子技术
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖ０１．４２
Ｎｏ．１２
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
该数量级的电阻取值显然不利于系统的稳定，因此 简单的ＲＣ补偿电路并不能达到满意的补偿效果。 （２）射极跟随器补偿电路 图５示出由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及 其ＲＡＭＰ波形。Ｒ：和三极管组成斜坡补偿网络，ＣＴ
图１峰值电流模式控制全桥移相变换器的斜坡补偿原理图
２．２峰值电流控制电路稳定性分析 图２示出ＣＣＭ模式下峰值电流控制变换器在 占空比Ｄ＜０．５和Ｄ＞０．５时的电感电流ｉ。波形。可见，
当Ｄ＜Ｏ．５时，Ａ１２＜Ｍ。，ＡＩ周期性减小，系统是收敛 的，说明系统可以稳定；当Ｄ＞０．５时，Ａ１２＞ＡＩ，，ＡＩ周
（ａ）Ｄ＜０．５，△如＜ＡＩＩ （ｂ）Ｄ＞０．５，Ａ／２＞△，
引脚的波形通过三极管和Ｒ：耦合到ＲＡＭＰ上。通 常三极管的放大倍数大于１００，引入射极跟随器后， 其补偿电路的等效电阻增加．减小了补偿电路对工 作频率的影响。
图２
ＣＣＭ模式下五波形
△，
图５射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
但因为三极管基射极间的导通门槛电压（通常 为０；７Ｖ）高于ＣＴ波形的最低电压（０．２Ｖ），使得耦 合到ＲＡＭＰ、引脚的补偿信号中有一段死区．如图５ｂ 中所示的＆时问段。从而不能实现占空比全程可 调，特别是当占空比很小时，会有一个跳跃的过程。 因此．需要对其补偿电路进行改进。改进的思路是抬 高ＣＴ耦合到三极管的基极电压，如图６ａ所示。通 过Ｒ，和Ｒ。的上拉分压作用，使得ＣＴ耦合到三极管 基极的信号高于其导通门槛电压，从而消除补偿到 ＲＡＭＰ引脚信号的死区，如图６ｂ所示。
全桥LLC谐振电源的与研究理论部分
全桥LLC谐振电源的与研究理论部分毕业设计（论文）题目：全桥LLC谐振电源的设计与研究理论部分专业年级2009级电气工程及其自动化学号姓名指导教师尹斌评阅人王仲夏2013年6月中国马鞍山本科毕业设计（论文）任务书Ⅰ、毕业设计（论文）题目：全桥LLC谐振电源的设计与调试-理论部分Ⅱ、毕业设计（论文）工作内容（从专业知识的综合运用、论文框架的设计、文献资料的收集和应用、观点创新等方面详细说明）：随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低EMI噪声是DC/DC变换器的发展趋势，全桥LLC谐振变换器能够实现全负载范围下原边开关管ZVS，副边整流管ZCS,有效解决了移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器存在的问题，使得LLC谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。
本课题以全桥LLC谐振变换器为研究内容，并与移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器进行比较，总结二者优缺点，接着对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用MATLAB仿真证明理论分析的正确性。
最后，搭建220V-40A 全桥LLC谐振变换器实验平台，验证理论分析的正确性和设计方法的合理性。
具体工作的步骤、内容、要求安排如下：1.绪论，介绍研究的背景。
2.以全桥LLC谐振变换器为研究内容，并与移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器进行比较总结二者优缺点。
3.对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用MATLAB仿真证明理论分析的正确性。
4.总结论文。
Ⅲ、进度安排：第1周～第2周（2周）：根据毕业设计任务和要求，收集、查阅和研究学习相关的信息和资料：确定相应的技术方案和实施过程及规划；第3周～第5周（3周）：撰写论文初稿，查阅相关资料进行修改；第6周～第9周（4周）：设计电路图，调试硬件；第10周～第12周（3周）：完成MATLAB软件设计；第13周～第14周（2周）：充实论文，后期检查整改。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用峰值电流模式控制（Peak Current Mode Control）是一种常见的控制技术，广泛应用于各种DC-DC变换器和AC-DC变换器中，包括移相全桥变换器。
本文将重点讨论峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用。
移相全桥变换器是一种常用的高性能直流-交流转换器，广泛应用于电力电子领域，常用于从直流电源到交流负载的电力转换。
移相全桥变换器的基本原理是使用四个功率开关构成一个H桥，通过对开关的控制来实现对输出电压的调节。
峰值电流模式控制是一种电流反馈控制技术，通过对输出电流的监测和反馈，实现对输出电压的稳定控制。
在移相全桥变换器中，峰值电流模式控制主要应用于输出电流的限制和电压调节。
首先，峰值电流模式控制可以通过调节开关的占空比来限制输出电流的最大值，确保电流在设定边界内运行。
对于高功率应用，限制输出电流可以有效地提高系统的可靠性和稳定性。
其次，峰值电流模式控制还可以用于输出电压的调节。
通过对输出电流的实时监测和反馈，控制器可以根据负载变化以及输入电压变化来调整开关的占空比，从而实现对输出电压的精确控制。
这种控制方式对于电流快速变化和负载变化范围广泛的应用非常有效。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用还包括保护功能。
通过监测电流的波形和幅值，控制器可以检测到过流、过载和短路等故障情况，并及时采取相应的措施，如关闭开关，避免系统的损坏。
这种保护功能对于提高系统的可靠性和安全性非常重要。
此外，峰值电流模式控制还可以应用于电磁干扰（EMI）的抑制。
通过控制开关的频率和占空比，可以有效地降低系统中产生的高频噪声和电磁辐射，减少对周围电子设备的干扰。
这对于电力电子系统的实施和电磁兼容性非常重要。
总的来说，峰值电流模式控制在移相全桥变换器中具有广泛的应用前景。
通过对输出电流的监测和反馈，可以实现对输出电压的稳定控制、输出电流的限制、保护功能和EMI的抑制。
这些应用可以显著提高系统的可靠性、稳定性和性能，适用于各种高性能直流-交流转换器的应用场景。
基于峰值电流控制的全桥变换器在高频逆变焊机中的应用
基于峰值电流控制的全桥变换器在 高频逆变焊机中的应用
雷 军 ， 刁利军 ， 赖 东林 韩 亮 ，
（． 京 交通 大 学 ， 北京 ， １０ ４ ） １ 北 ０ ０ ４
（． ２北京航 天飞行 控制 中心 ， 北 京 ， １０ ９ ） ０ ０ ４
摘 要： 设计 了一种基 于峰 值 电流控制 模 式的全桥 移相 谐振 变换 器。 采用 专用移 相芯 片 Ｕ ３ ７ Ｃ ８ ９作
为 主控 单元 ， 实现全桥 变换 器的移相控 制 和主 开关 器件 的 Ｚ Ｓ 配合 一定 的焊 机 外特 性控 制 电路 Ｖ。
和峰 值 电流检 测技 术 ， 功试 制 了一 台 ６ Ｗ／０ Ｈｚ 高频逆 变弧焊 电源样 机 。 成 １０ ｋ ｋ 的 最后 给 出了相 关
电路 图和 实 验 波 形 。
Ｌ Ｉ ｕ ＤＡＯＬ－ｕ Ｌ Ｉ ｏｇ ｌ Ｈ Ｎ Ｌａ ｇ Ｅ ｎ， Ｉ ｉｊｎ， Ａ ｎ －ｉ ， Ａ ｉｎａ Ｊ Ｄ ｎ
（．ｅｉｇＪ ｏ ｎ ｎｖｒｉ， Ｂ ｉｎ １０ ４， Ｃ ｉａ １ ｉｎ ｉ ｔ ｇＵ ｉｅｓｙ Ｂｊ ａｏ ｔ ｅｉｇ ００４ ｊ ｈｎ） （．ｅ ｉｇＡ ｒｓａｅＣ ｎｒｌ ｅｔ ， Ｂ ｉｎ １０ ９， Ｃ ｉａ ２Ｂ ｉｎ ｅｏｐｃ ｏｔ ｎｒ ｊ ｏ Ｃ ｅ ｅｉｇ ０ ０４ ｊ ｈ ） ｎ
率高 、 滤波 电感小 等 优 点 。 且 可 以工作 在 电压 、 而
几 十 ｋ 上 。无 法完 全发 挥 出逆 变焊 机小 型化 和 Ｈｚ
年发 电总量 的 ５ ｏ被 列 为 十大 高 能耗 产 品 之一 。 ％。
因此 。 软开 关 技术 引入逆 变 焊机 领域 ， 于减小 将 对
开 关损 耗 、 高 开关频 率 、 小体 积重量 以及节 约 提 减
基于双重移相控制的全桥DC-DC变换器峰值电流控制
关 键 词 ：双 向 直 流 变换 器 ；移 相 控 制 ；回 流 功 率 ；峰 值 电 流
Ｐｅａｋ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｆｕｌｌ Ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ－ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｄｕａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ
ＺＨ ＡＮＧ Ｈｕａ－ｙｏｎｇ，ＬＩＮＧ Ｙｕｅ－ｓｈｅｎｇ，ＰＡＮＧ Ｔｉａｎ－ｙｕ，ＬＩ Ｓｈｕａｎｇ－ｃｈａｏ （Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ，Ｈｅｂｅｉ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｔｉａｎｊｉｎ ３０｛）１３０，Ｃｈｉｎａ）
为 了解 决 ＳＰＳ控 制 方式 存 在 的 电流 应 力 大 、效 率 低 的 问 题 ［６～ ，本 文 分 析 了 双 重 移 相 （Ｄｕａｌ Ｐｈａｓｅ— Ｓｈｉｆｔ，ＤＰＳ）控制 的工 作 原 理 ，提 出 了一 种 基 于传 输 功 率 不变 来确 பைடு நூலகம்变 换 器 中峰 值 电流 的控制 方 式 ，有效 地 减 小变 换器 开关 管 的 电流 应力 以及 隔离 变压 器 的 回流 功 率 。
２…８年 １月 ２５日第 ３５卷第 １期
通 馋 电 潦 技 术
Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
Ｊａｎ．２５，２０１８，Ｖｏ１．３５ Ｎｏ．１
UC3879中文资料
UC3879移相PWM控制器简化了零电压过渡全桥变换器的设计拉兹洛巴洛格简介这篇操作说明书将介绍UC3879集成电路，并与它的前身UC3875/6/7/8作性能上的比较。
这些集成电路提供了所有必要的控制，解码，保护和驱动器的功能，成功地处理了移相控制全桥变换器的操作。
该集成解决方案，大大简化了设计过程，并为设计者显著的节省了研制时间和印刷电路板设计。
在中高功率直流到直流电源转换中，用传统的移相技术来控制全桥拓扑的优势已经被证明。
这种控制方法能在几乎所有的操作条件下提供很好的控制的dv / dt值和所有初级侧功率级半导体的零电压开关。
在[1-8]几个出版物中讨论了操作的细节，包括全桥变换器谐振转换的等效电路和零电压开关的实现条件并描述了进一步改善的可能性。
这种方法所提供的主要好处是比它对应的硬转换简单的功率级，通过利用电路寄生而不是任其造成损失来提高效率以及较低的电磁干扰。
这些显着的优势是通过一个稍微复杂的控制算法来实现的。
UNITRODE公司 UC3879相移PWM控制集成电路 - 框图UC3879是先前推出的UC3875控制器系列的改进版。
该IC的内部结构如图1所示。
UC3879的欠压锁定水平用户可由UVSEL引脚选择。
有两个预定义的阈值。
，如果UVSEL引脚是悬空的，当提供给VIN引脚的电压超过15.25V时芯片启动。
UVSEL引脚和VIN引脚外部连接的情况下，操作开在10.75V时开始。
不受支配的操作开始，当输入电压低于9.25V时，UC3879芯片为欠压锁定状态。
同步的振荡器的工作频率是由两个外部元件编程。
从RT引脚接地电阻定义定时电容的充电电流，放电电流是内部固定在10mA。
通过这种方式，相当于上出现在芯片CLKSYNC上的输出信号的占空比的（DOSC）振荡器占空比，可以在这样的基础关系上准确设置：推荐的最小运行可靠的脉冲宽度约为250ns，并且所有实际应用不应超过500ns.因此，应当依据时钟频率选择DOSC：CT引脚和地面之间的连接的定时电容值与已定义的RT值的组合，决定了时钟频率(CLOCK)，按下列公式：在实践中，选择适当的电容值比电阻困难得多。
峰值电流模式的移相半桥三电平DC_DC变换器闭环系统建模研究
的副边电压损失与负载电流的比值 。 ( 2) 半桥三电平控制 ^ d 对输出滤波电感^ i L 的传 递函数 Gid ( s)
Gid ( s) = ^ iL ( s) ^ d ( s)
^ uI = 0
=
R Lf Rd L f Cs + [ + ( Rd + RC ) C]s + +1 R R
2
N U I ( Cs +
关键词 : 半桥三电平变换器 ;峰值电流模式 ;小信号建模 ;MA TL AB 仿真 中图分类号 :TM133 文献标识码 :A 文章编号 :100529490( 2008) 0621828204 1992 年巴西的 Pinheiro 提出了零电压开关半 桥三电平直流变换器 , 解决了由于采用功率因数校 正 ( Power Factor Correctio n ,PFC) 技术带来功率管 开关应力过高的问题[ 1 ] ; 同时该变换器利用变压器 漏感 ( 或外加谐振电感) 和开关管的结电容实现开关 管的 ZV S , 拓扑结构简单 , 是目前在高压大功率开 关电源中应用最为广泛的变换器拓扑之一 。另外 , 在变换器控制方式上 ,峰值电流模式采用双环控制 , 让电感电流跟踪电压外环误差信号 , 可使系统的稳 定性增强 ,系统动态响应快 , 易于均流等特点 , 是目 前在开关电源控制上应用最为广泛的控制模式 。开 关电源动态分析的关键是建模 , 目前国内外对于移
第6期
张云安 ,孙 强等 : 峰值电流模式的移相半桥三电平 DC/ DC 变换器闭环系统建模研究 占空比 ΔD 的表达式为
1829
相全桥 DC/ DC 开环变换器的建模和分析较为成 熟 [ 122 ] ,但鲜有文献对移相半桥三电平变换器进行建 模分析 ,特别是基于峰值电流模式的该变换器闭环 系统建模分析 。因此 , 本文通过时域推导和频域法 及状态空间平均技术 , 建立了基于峰值电流模式的 移相半桥三电平 DC/ DC 变换器闭环控制系统小信 号模型 ,并给出了闭环系统补偿网络参数的寻优步 骤 ,最后用 MA TL AB 对建立的闭环系统进行了仿 真验证 ,仿真结果表明经过补偿后的变换器闭环系 统具有满意的性能指标 。
使用C2000微控制器的移相全桥（PSFB）控制（可编辑）
使用C2000微控制器的移相全桥(PSFB)控制应用报告ZHCA534?May 2013使使用用 C2000 微微控控制制器器的的移移相相全全桥桥 PSFB 控控制制HrishikeshNene摘摘要要移相全桥 PSFB 转换器用于多种应用中的直流至直流 DC-DC 转换,例如,在电信系统中,将一个高电压总线转换为一个中间分配电压,通常情况下更接近于 48V 。
由于这个拓扑结构包括一个变压器,PSFB 级提供电压转换以及线路电压的隔离。
这份应用报告介绍了数控 PSFB 系统的实施细节,此系统在德州仪器 TI 的高压移相全桥 HVPSFB 套件上执行。
这个套件将一个 400V DC 输入电压转换为一个经稳压的 12V DC 输出,并且适用于高达 600W 的运行。
对峰值电流模式控制 PCMC 和电压模式控制 VMC 实施进行了说明。
这些高度集成、基于微控制器的实现方法特有自适应零电压开关 ZVS 和多种不同的同步整流体系,在这里也进行了讨论。
还提供了生成这些控制体系所需的复杂栅极驱动波形的详细信息,以及在改变运行条件下优化系统性能的智能时序控制。
还包含了一个运行 HVPSFB 项目的分步指导。
这个解决方案的亮点有负载高于额定负载 10% 时的恒定高系统效率、基于片载硬件机制的全新 PCMC 波形生成,以及简单系统执行。
注注: 如果您希望快速评估此套件,而又不想仔细检查实施细节,那么除了本文档,请参见随附的快速开始指南( 在//0>./controlsuite 网站内的 QSG-HVPSB-Rev1.1.pdf )。
内内容容1 简介. 32 功能说明 103 软件概述 - PCMC154 运行递增构建的过程 - PCMC 195 软件概述 - VMC. 356 运行递增构建的过程 - VMC387 参考书目 51图图片片列列表表1 一个移相全桥电路42 PSFB PWM 波形 43 PSFB 系统方框图 54 效率与负载之间的关系(PCMC 和 VMC 执行) 65 12A 负载上的 ZVS 和 LVS 开关 a 有源到无源桥臂转换 ZVS ,b 无源到有源桥臂转换 LVS 66 PCMC 瞬态响应 a 0% 至 80% 负载阶跃,b 80% 至 0% 负载阶跃77 PCMC GUI. 78 HVPSFB 电路板和控制器卡 89 TMS320F28027Piccolo-A 控制器卡电路原理图810 HVPSFB 基板电路原理图911 PCMC 方框图 1012 PCMC PWM 波形. 1113 VMC 方框图12Piccolo, C2000, Code Composer Studio are trademarks of Texas Instruments.All other trademarks are the property of their respective owners.1ZHCA534?May 2013 使用 C2000 微控制器的移相全桥 PSFB 控制SPRABR1 ? ////.版权2013, Texas Instruments //.14 VMC 波形. 1215 针对输出电压感测的定点 ADC 转换触发效应1316 PCMC 软件流程 1517 PCMC 软件块 1618 PCMC 控制流程 1719 构建 1 软件区块 2020 C 和 C++ 项目2321 构建 2 软件区块 2822 恒定电流和恒定功率软件流程图 3023 变压器初级电压、初级感测电流以及驱动两个对角相对开关(Q1 和 Q3 )的 PWM 波形 3324 VMC 软件流程3525 VMC 软件区块3626 VMC 控制流程3727 构建 1 软件区块 3928 构建 2 软件区块 47图图表表列列表表1 库模块162 针对 PCMC 的递增构建选项. 183 示例 RAMPREF 和 DACVAL 值 214 HVPSFB 信号接口基准 - PCMC215 库模块356 针对 VMC 的递增构建选项 377 针对基准的相位值. 398 HVPSFB 信号接口基准 - VMC. 402使用 C2000 微控制器的移相全桥 PSFB 控制 ZHCA534?May 2013SPRABR1 ? ////.版权2013, Texas Instruments //. 简介1 简简介介移相全桥 PSFB DC-DC 转换器经常被用于降低高 DC 总线电压或者为服务器电源、电信用整流器、电池充电系统和可再生能源系统等大功率应用提供中间隔离。
基于DSC的移相全桥变换器数字控制系统设计
科学技术创新2019.27基于DSC 的移相全桥变换器数字控制系统设计吴红雪（电子科技大学成都学院，四川成都610000）TI 公司Piccolo 系列的DSP 微控制器实现了对DSP 和MCU 功能的完美结合，又可以称作DSC(Digital Signal Controller)，即数字信号控制器。
TMS320F28027是这一系列的典型代表，这款DSC 除各种标准外设之外，还内含硬件模拟比较器、12位模数转换器、增强型脉宽调制器（ePWM ）等硬件资源，通过对相关寄存器的灵活配置，即可在CPU 开销较小的情况下产生复杂的控制信号。
本设计采用TMS320F28027作为主控制器对全桥变换器进行控制，给出了数字移相控制策略以及几种电路保护方案。
1控制对象本设计的控制对象原理图如图1所示，是一种带钳位的PS-FB-ZVS PWM 变换器，其在基本全桥变换器的变压器原边加入了两个钳位二极管和一个谐振电感[1]，采用移相控制方式。
图1带钳位的PS-FB-ZVS PWM 变换器拓扑结构2变换器的控制系统设计采用TMS320F28027作为主控芯片的控制系统框图如图2所示。
控制电路将检测到的电压、电流信号进行A/D 转换等一系列数据处理后，通过模拟比较事件触发PWM 发生器产生PWM 信号，采用隔离驱动方式控制主电路开关管的导通与关断。
图2控制系统框图2.1峰值电流模式数字控制PWM 移相脉冲产生基于TMS320F28027的峰值电流模式数字控制移相全桥变换器控制部分框图如图3所示。
图3控制部分框图控制电路通过模数转换器ADC 将采样到的主电路输出电压V o 转换为数字量，然后送到数字电压调节器得到调整量V d 。
为保持系统稳定，采用峰值电流控制模式时，应对系统进行斜坡补偿[2]。
本设计的斜坡补偿方案是在电压调整量V d 的基础上减掉一个数字斜坡补偿量V ramp 作为峰值电流的基准信号，将此基准信号写入数模转换器的10位数据寄存器（DACVAL ）转换成模拟量Va 作为内部硬件模拟比较单元（AC ）的基准值，当采样到的变压器原边电流值i P 上升至与模拟基准值V a 一致时，则会产生模拟比较事件（COMP1OUT ）以触发ePWM 模块产生PWM信号。
峰值电流模式控制ic
峰值电流模式控制ic峰值电流模式控制IC（Peak Current Mode Control IC）是一种常用于开关电源控制的集成电路。
它能够根据负载需求自动调整开关管的工作状态，以提供稳定的输出电压。
本文将介绍峰值电流模式控制IC的工作原理、优势以及应用领域。
一、工作原理峰值电流模式控制IC采用了一种反馈控制的策略，即通过测量输出电流的峰值来调节开关管的工作状态。
其基本原理如下：1.1 参考电压生成峰值电流模式控制IC内部通常会集成一个参考电压电路，它会生成一个稳定的参考电压作为基准。
这个参考电压一般是固定的，用于与输出电流进行比较。
1.2 输出电流检测峰值电流模式控制IC会通过一个电流传感器或电阻来检测输出电流的大小。
输出电流的峰值与开关管的导通时间和输出电压有关。
1.3 比较与控制将参考电压与输出电流的峰值进行比较，可以确定开关管的工作状态。
当输出电流达到峰值时，控制IC会发出一个关断信号，使开关管停止导通；当输出电流低于峰值时，控制IC会发出一个启动信号，使开关管重新导通。
1.4 脉宽调制控制IC会根据输出电流的峰值调整开关管的导通时间，从而控制输出电压的稳定性。
当输出电流较大时，导通时间会相应增加；当输出电流较小时，导通时间会相应减少。
二、优势峰值电流模式控制IC相比于其他控制方式具有以下优势：2.1 快速响应能力峰值电流模式控制IC能够实时监测输出电流的峰值，并根据需求调节开关管的工作状态，从而能够快速响应负载变化。
这种快速响应能力有助于提高系统的动态性能和稳定性。
2.2 抗干扰能力强峰值电流模式控制IC采用了电流反馈控制策略，具有较强的抗干扰能力。
它能够自动调整开关管的工作状态，使输出电压稳定在设定值附近，从而减小外部环境变化对系统性能的影响。
2.3 系统可靠性高峰值电流模式控制IC具有过流保护和过压保护等功能，能够有效保护开关管和负载器件，提高系统的可靠性和稳定性。
三、应用领域峰值电流模式控制IC广泛应用于各种开关电源系统中，包括电视机、电脑、通信设备、工业控制等领域。
基于移相全桥软开关技术的应用
基于移相全桥软开关技术的应用引言随着科技的发展，电力电子设备不断更新，电源称为了现代工业、国防和科学研究中不可缺少的电气设备。
为了触发、驱动开关变换器的功率开关管，研制适应越来越高性能要求的开关电源，近年来出现了PWM（脉宽调制）型变换器。
PWM技术应用广泛，构成的变换器结构简单，它对常用的线性调节电源提出挑战，在减小体积的同时获取更大的功率密度和更高的系统效率[1,2]。
为了拓展开关电源的应用场合，电源工作频率逐渐提高，高频化成为其重要发展方向，同时也是减小开关电源尺寸的最有效手段。
然而高频PWM变换器在传统硬开关方式工作下，功率管损耗较为严重，系统效率不高，随着开关频率的逐步提高，损耗相继增大[3,4]。
为此，必须采取措施以提高高频开关变换器的效率，人们研究了软开关技术，除了减小开关损耗外，软开关技术应用还大大降低了开关噪声、减小了电磁干扰。
软开关技术概况及发展目前广泛应用的DC-DC PWM功率变换技术是一种硬开关技术。
所谓“硬开关”是指功率开关管的开通或者关断是在器件上的电压或者电流不等于零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。
调高开关频率是开关变换技术的重要的发展方向之一。
其原因是高频化可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。
为了使开关电源能够在高频下高效率的运行，高频软开关技术不断的发展，所谓“软开关”指的零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）或零电流开关（Zero Current Switching, ZCS）[5]。
它是应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断；或者电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零。
再加入一些说明移相全桥DC-DC技术传统的全桥（full-bridge简称FB）PWM变换器适用于输出低电压、大功率的情况，以及电源电压和负载变流变换大的场合。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用陈咸丰，尹斌（河海大学，南京，210098）摘要：本文主要讨论了峰值电流模式控制的斜坡补偿的原理和意义，设计了移相全桥零电压开关控制电路中的斜坡补偿电路。
关键词：峰值电流模式；斜坡补偿；稳定性；移相全桥Application of Peak-Current-Mode-Control Technique in Phase-shift Full-bridge ConverterCHEN Xian-feng，Yin Bing(Hohai University，Nanjing，210098，China) Abstract：The paper analyzes the principle and the meaning of slope compensation in peak current mode control .At last t he slope compensation in phase-shift full-bridge zero-voltage-switching circuit is designed.Keywords：peak current mode；slope compensation；stability；phase-shift full-bridge1 引言随着我国科技的发展和工业化进程的进一步提高，对通信开关电源和电力操作直流电源的效率、功率密度、可靠性和EMI 等提出了更高的要求。
因此就需要采用新的主电路拓扑结构和采用新的PWM控制模式。
目前研究较多的就是移相全桥软开关PWM 变换器的电路拓扑。
其PWM控制模式也有电压模式控制和电流模式控制两种。
传统的开关电源普遍采用电压模式控制的PWM技术，但在此控制模式下系统的动态响应速度比较慢。
峰值电流模式控制的PWM技术正是针对电压模式控制PWM技术的缺点发展起来的。
该模式控制因动态响应速度快、补偿电路简化、增益带宽大、易于均流等优点而被广泛应[]1用。
峰值电流模式控制数字移相全桥变换器的分析与设计
Ｇ（ ｚ ） ＝ Ｚ ［ ＫＡ Ｄ ｃ ＫＤ Ａ ｃ Ｇ ｈ Ｇ ｉ ］ ＝
图 ３ 不 同 ｍ 时 电 流环 伯 德 图
Ｆｉ ｇ ． ３ Ｂｏ ｄ ｅ ｐｌ ｏ ｔ ｏ ｆ ｃ ｕ ｒ ｒ ｅ ｎ ｔ ｌ ｏ ｏ ｐ、 】 ｌ ｒ ｉ ｔ ｌ Ｉ ｄ ｉ ｆ ｆ ｅ ｒ ｅ ｎ ｃ ｅ ｍ
偿 ，则 开 环传 递 函数 可表 示 为 Ｇ ｉ ＝ Ｆ 珂 Ｇ ｖ ｄ ， （ １ ＋ ） ，
伯 德 图 如 图 ４所 示 。 当未 加 斜 坡 补 偿 时 。 ４ ０ ０ ｘ １ ０ ，
ｒ ａ ｄ ／ ｓ ｅ ｃ处 ， 即是 １ ／ ２工 作频 率 点 ， 相 位 上爬 ， 增 益 下
频 率／ ｒ ａ ｄ ／ ｓ
值 是输 出滤 波电感 电流的下降斜率 ，即 ｍｃ ＝ ２ ． ２ ８ ６ ， 由
伯 德 图可 以说 明 ， 经 验取值 下 电流环是 稳 定 的 ， 本文
图 ４ 双 环 下 斜 坡 补 偿 对 系 统 影 响
Ｆ ｉ ｇ ． ４ Ｅｆ ｆ ｅ ｃ ｔ ｓ ｏ ｆ ｓ ｌ ｏ ｐ ｅ ｃ ｏ ｍｐ ｅｎ ｓ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｉ ｎ ｄ ｏ ｕ ｂ ｌ ｅ － ｌ ｏ ｏ ｐ
２ ． ３ 延 时对 系统 稳定性 的影 响 数 字 系统相 较 于模拟 系 统 ， 一 个 突 出的特 征 就
数 字控 制 电路 的 补偿 网络 设 计 必 须考 虑延 时 因素 ， 从 根轨 迹 可 以看 出 ， 未加 补 偿 时 原 系 统是 不
第 ２期
王
均， 等： 峰 值 电 流 模 式 控 制 数 字 移相 全桥 变换 器 的分 析 与 设 计
７ ３
电流采 样 电 阻是 无关 的 ， 也 即实际 中采 样 增益 不 影 响 电 流环 的稳 定特 性 。 以 ｍ 。 为变 量 ， 伯德 图如 图 ３ 所示。
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峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用陈咸丰，尹斌（河海大学，南京，210098）摘要：本文主要讨论了峰值电流模式控制的斜坡补偿的原理和意义，设计了移相全桥零电压开关控制电路中的斜坡补偿电路。
关键词：峰值电流模式；斜坡补偿；稳定性；移相全桥Application of Peak-Current-Mode-Control Technique in Phase-shift Full-bridge ConverterCHEN Xian-feng，Yin Bing(Hohai University，Nanjing，210098，China) Abstract：The paper analyzes the principle and the meaning of slope compensation in peak current mode control .At last t he slope compensation in phase-shift full-bridge zero-voltage-switching circuit is designed.Keywords：peak current mode；slope compensation；stability；phase-shift full-bridge1 引言随着我国科技的发展和工业化进程的进一步提高，对通信开关电源和电力操作直流电源的效率、功率密度、可靠性和EMI 等提出了更高的要求。
因此就需要采用新的主电路拓扑结构和采用新的PWM控制模式。
目前研究较多的就是移相全桥软开关PWM 变换器的电路拓扑。
其PWM控制模式也有电压模式控制和电流模式控制两种。
传统的开关电源普遍采用电压模式控制的PWM技术，但在此控制模式下系统的动态响应速度比较慢。
峰值电流模式控制的PWM技术正是针对电压模式控制PWM技术的缺点发展起来的。
该模式控制因动态响应速度快、补偿电路简化、增益带宽大、易于均流等优点而被广泛应[]1用。
在移相全桥变换器中，控制策略多采用峰值电流模式控制。
2 两种PWM控制模式基本原理及特点2.1 两种PWM控制模式的基本原理图1(a)为电压模式控制的PWM原理图。
由图可以看出电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法。
它工作的基本原理是：输出电压Uo与参考电压Uref经误差放大器EA放大后得到了一个误差电压信号Ue，Ue再与振荡电路产生的固定锯齿波电压经PWM比较器COM比较,由锁存器输出占空比随误差电压信号Ue变化的一系列脉冲。
图1(b)为峰值电流模式控制的PWM原理图。
由图可以看出，它是一个双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
它工作的基本原理是：输出电压Uo与参考电压Uref经误差放大器EA 放大后得到一个误差电压信号Ue，Ue再与电感电流的采样电压Ur比较，由恒频时钟脉冲置位锁存器输出脉冲。
当Ur幅度达到Ue电平时，PWM比较器的状态反转，锁存器复位，驱动撤除，功率管关断，电路逐个地检测和调节电流脉冲，由此控制电源输出的电压。
(a)电压模式控制 (b)峰值电流模式控制图1 电压模式控制和峰值电流模式控制PWM原理图2.2 两种PWM控制模式的特点]2[电压模式控制采用单一反馈电压闭环设计，因此调试比较容易。
此外PWM比较器的锯齿波振幅较大，在调制过程具有较好的抗噪声裕量。
且它的低阻抗功率输出，对多输出电源具有较好的交互调节特性。
但它对输入电压的变化动态响应速度较慢，且输出的LC滤波器又给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时就需要将主导极点低频衰减，或是增加一个零点进行补偿。
峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
电流环只负责输出电感的动态变化，而电压环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
因此峰值电流模式控制PWM具有比电压模式控制大得多的带宽。
它具有以下优点：(1)具有良好的线性调整率和快速的输入输出动态响应；(2)固有的逐个脉冲电流限制，简化了过载保护和短路保护，在推挽电路和全桥电路中具有自动磁通平衡功能；(3)消除了输出滤波电感带来的极点和系统的二阶特性，使系统不存在有条件的环路稳定性问题，具有最佳的大信号特性；(4)多电源单元并联易于实现自动均流。
但它同时又具有以下缺点：(1)需要双环控制，增加了电路设计和分析的难度；(2)电流上升率不够大，在没有斜坡补偿时，当占空比大于50 %时，控制环变得不稳定，抗干扰性能差；(3)控制信号来自输出电流，功率级电路的谐振会给控制环带来噪声；(4)控制环控制电流，使负载调整率变差，在多路输出时，需要耦合电感实现交互调节。
3 峰值电流模式控制的稳定性分析及斜坡补偿3.1 峰值电流模式控制的稳定性分析采用峰值电流模式控制的电路，在没有斜坡补偿时，当占空比大于50 %时，控制环就会变得不稳定]3[，其具体原因分析如下。
图2 中，Ve 是误差放大器输出的误差电压信号，△Io是扰动电流，m1、m2分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率。
实线为实际输出的电感电流，虚线为无扰动时的电感电流。
由于开关频率通常都较高，因此这里假定在开关周期内，电感电流是线性变化的。
令e 为△Io 所引起的偏差，根据几何关系，可得相邻开关周期内e 的递推表达式：()112/-⨯-=i i e m m e（1）则第n 周期的误差：()012/e m m e nn ⨯-=（2）因此当m1>m2时，也就是占空比小于50％，误差是收敛的，其频率为开关频率的1/2，振幅逐渐趋向于零，系统是稳定的；而当m1<m2时，此时占空比大于50％，误差是发散的，系统不稳定。
(a)占空比小于50％(b)占空比大于50％ 图2 峰值电流模式控制系统中电感电流对扰动的响应3.2 斜坡补偿原理由上述分析知，当占空比大于50％时，此时电感电流上升率小于电感电流下降率，系统是不稳定的。
为了解决这一问题，需要引入斜坡补偿，如图3所示。
图3 峰值电流模式控制的斜坡补偿图中m 为补偿斜率，由几何关系可知，加入斜坡补偿后的误差递推表达式为：()012)()(e m m m m e n n⨯++-= （3）因此选择合适的m ，就可以使()12m m m m ++<1（4）满足（4）式就可确保系统的稳定性。
由图3和上面的补偿后的误差表达式可知，当选择补偿斜率m 等于电感电流下降沿的斜率m2，这时扰动信号在一个周期内就完成了校正，如图4所示。
图4 补偿坡度等于m2的斜坡补偿 3.3 斜坡补偿电路设计根据图1峰值电流控制的电路图可以看到，加入斜坡补偿有两种方法。
一种是将斜坡补偿信号加到电流检测信号中，也就是加到PWM 比较器的同相端。
另一种是将斜坡补偿信号从误差电压信号中减去，实际上间接加到PWM 比较器的反相端。
由于第二种方法的斜坡补偿信号不是直接加到PWM 比较器上的，实现起来就相对困难些。
因此我们主要讨论第一种方法的实现。
图5为斜坡补偿简化电路。
从图中可以看出，锯齿波输入脚RAMP 的信号为原边的电流信号和晶振脚Vslope 的输出信号叠加得到的。
图5 斜坡补偿的简化电路图6为斜坡补偿的等效电路，由此可以算出斜坡补偿后加到芯片锯齿波输入脚的电压：slope m ram p V V V +=2（5）图6 斜坡补偿等效电路因此斜坡补偿电压slope com p V V =。
由前面分析知，当选择补偿斜率m 等于电感电流下降沿的斜率m2时，扰动信号在一个周期内就完成了校正。
但在实际应用时，根据经验常选m 在0.5～1之间。
令2m slope com p mV V V ==，可得到补偿的锯齿波斜率：dtdV mdtdV m slope 2=。
（6）对于BOOST 电路,电感电流上升的斜率：LV V dt dV OUTIN m -=2 （7）由于输入电压IN V 随电网变化,所以补偿值不恒定,这样对于固定补偿网络，很多时候会发生过补偿或补偿不足，降低了电路的性能并导致波形畸变, 因此BOOST 电路通常不采用峰值电流模式控制。
而对于BUCK 型移相全桥变换器电路，有LV dt dV OUTm =2 （8）此时斜坡补偿值恒定且容易计算。
4移相全桥零电压开关变换器控制电路的设计美国Unitrode 公司针对移相控制方案推出了UC3875芯片。
该集成电路用一个半桥支路对另一个半桥支路的移相开关实行全桥功率级的控制，使得固定PWM 与谐振零电压开关相结合，在高频具有高效性能。
它主要包括以下九个方面的功能：工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级、误差放大器和软启动]4[。
该PWM 控制器使移相全桥变换器控制电路的设计大为简化。
控制电路主要可分为如下几部分：电路的参数设置，电压电流反馈环节，输出电流限制，电路的保护等。
下面主要讨论峰值电流模式控制下的斜坡补偿问题，其它的在此均不作讨论。
由前面分析可知，采用峰值电流模式控制需要进行斜坡补偿。
UC3875芯片内部有锯齿波发生器和斜坡补偿电路。
斜坡设置脚SLOPE 与某一个电源Vx 之间接一个电阻Rslope ，为锯齿波脚RAMP 提供一个电流为slope xR V 的恒流源，其中Vx 通常接芯片的基准电源Vref 。
在RAMP 脚与信号地GND 之间接一个电容Cramp ，就决定了锯齿波的斜率：rampslope Xslope C R V dtdV ∙=（9）另外，选定了Rslope 和Cramp ，同时也就决定了锯齿波的幅值T dtdV U slope pr ⨯=，其中T 为锯齿波产生的周期。
把此固定斜率的锯齿波输入到PWM 比较器就构成了电压控制型。
若在此基础上，把原边电流采样信号叠加在RAMP 脚作电流取样输入到PWM 比较器，就构成了峰值电流模式控制。
具体接法如图7所示。
则需要补偿的斜率：dtdV mdtdV m slope 2=＝L V m OUT（10）根据上面所述就可计算出斜坡补偿电路的参数。
图7 移相全桥零电压开关变换器的控制电路5结论峰值电流模式控制的系统稳定性好，响应速度快，实现也很容易，并且能够限制电路中的峰值电流，从而保护器件。
对此控制电路采用斜坡补偿可以增加电路稳定性，改善电路的性能, 特别对占空比大于50％的电路,进行斜坡补偿是必要的。
实验表明，采用此控制策略应用在移相全桥变换器中，明显的改善了系统的性能。
参考文献:[1] 周志敏等.开关电源实用技术设计与应用.北京：人民邮电出版社,2004.[2] 王创社等.开关电源两种控制模式的分析比较[J].电力电子技术,1998 ,(3) :78～81.[3] 杨汝.峰值电流控制模式中斜坡补偿电路的设计[J].电力电子技术,2001，35(3):35～38.[4]Phase Shift Resonant Controller Handbook of Unitrode.1995作者简介：陈咸丰：男，1981年11月生，硕士生。