正激式变压器的设计6

正激式变压器的设计.xls 6 / 10Lisc Oct.

变压器的设计实例

摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标开关电源变换器部分原理图如图1所示。 https://www.360docs.net/doc/235022293.html,提示请看下图: 其主要技术参数如下：电路形式半桥式；整流形式全波整流；工作频率 f=38kHz；变换器输入直流电压 Ui=310V；变换器输出直流电压 Ub=14.7V；输出电流 Io=25A；工作脉冲占空度 D=0.25～O.85；转换效率η≥85％；变压器允许温升△τ=50℃；变换器散热方式风冷；工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应

正激变压器设计要点

首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好实际量产中这是这样绕的占多数单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直

单管正激变换器参数确定

第二章方案的确定 2.1 变换器的设计指标 2.1.1 正激变换器的设计指标输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC12V 输出电流：5A 效率: η≥80% 电压调整率：Su ≤1.5% 负载调整率：S I ≤1.5% 2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC17V 输出电流：0.5A 效率: η≥87% 第三章正激电路设计这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则 KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112 3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为： KHZ f f osc 752 1== (3-2) 3.3 主电路设计主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。 3.3.1 主电路中变压器的设计变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响

[16]。高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。 1.铁芯材料的选取在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。 2.AP 公式在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。由电磁感应定律得： dt NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B Ae VinDT AedB Vindt Np ?== (3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms = (3-5) 其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<

高效单端正激DCDC变换器.

高效单端正激DC/DC变换器高效单端正激DC/DC变换器类别：电源技术作者：西安交通大学王鹤杨宏（西安710049）来源：《电源技术应用》摘要：介绍一种特殊的单端正激DC/DC变换器，该变换器具有较高的功率传输效率和较大的功率输出。关键词：单端正激变换器高效 1 引言 DC/DC变换器广泛应用于通信、计算机及汽车等领域，近年来DC/DC 变换器技术有了很大的发展，重点是研究高效、高功率输出、结构简单和价廉的变换器。本文介绍一种特殊的单端正激200W48V/24V变换器，由于电路的特殊结构，该变换器具有稳定性好、效率高、功率密度高等优点。 2 电路设计该DC/DC变换器的控制电路选用TL494，它是一种性能优良、功能齐全的集成控制器，功能框图如图1所示，主要管脚功能如下： 12脚：接电源正端，电压范围7V～40V。 7脚：公共负端。 14脚：输出5V基准电压。 6脚：外接定时电阻RT，常取数kΩ以上。 5脚：外接定时电容CT，产生锯齿波电压送比较器和死区时间比较器，振荡频率为 f=1/RTCT 4脚：死区时间控制，输入直流电压（0～4）V，控制TL494输出脉冲的占空比=0.45～0，在此基础上，占空比还受反馈信号控制，4脚还常用作软起动控制端，使输出脉冲宽度由0逐渐达到设计值。

13脚：输出方式控制，当U13=0时，用于驱动单端电路。 TL494的内部包含两个相同的误差放大器，它们的输出端经二极管隔离后送至比较器的同相端，与反相端的锯齿电压相比较，并决定输出电压的宽度，调宽过程可由3脚上的电压来控制，也可分别经误差放大器进行控制。两个放大器独立使用，用于反馈电压和过流保护，3脚接RC网络，提高整个电路的稳定性。完整电路原理如图2所示。输出电压UO经R1和R2分压后加到1脚，当UO变化时，误差放大器1的输出电压随之改变，即与锯齿波电压的比较电平发生改变，比较器输出的脉冲宽度改变，通过TL494输出的驱动脉冲改变开关管的导通时间，从而实现调宽稳压的目的。基准电压（14脚）另一路通过R9和R10分压后加到误差放大器的反相端15脚，同相端16脚接过流保护电阻R12的一端，当输出电流超过20A时，误差放大器2输出高电平，随之使开关管的导通时间变短，关断输出。另外，为了提高整个电路的功率传输效率，该单端正激变换器未采用加去磁绕组的方案，去磁由接到变压器T次级电路的二极管、电容来完成。在设计时应精确计算电容的取值，确保磁通复位，二极管选用超快速恢复型，同时为防止变压器磁通饱和，在次级电路中采用直流隔离电容C8。磁性材料选用日本TDK公司的PC40。 3 实验结果在实验过程中，进行了多次严酷环境下的老化实验，结果表明，该设计方案是可靠的，变换器的各项参数如下：输入电压：（40～60）V；输入电流：5A（满载时）；输出电压：24V；电压调整率：0.02％(40～60)V输入时；额定输出功率：200W；峰值功率：400W；效率：92％。 4 结语该设计方案采用了独特的正激拓朴结构，从原理上提高了DC/DC变换器的效率，经过长时间的老化和各种恶劣环境下的实验，证明该设计方案是可行的。

变压器的短路电流计算方法

变380V低压侧短路电流计算： https://www.360docs.net/doc/235022293.html,＝6％时Ik＝25*Se https://www.360docs.net/doc/235022293.html,＝4％时Ik＝37*Se 上式中Uk：变压器的阻抗电压，记得好像是Ucc。 Ik：总出线处短路电流A Se：变压器容量KVA 3。峰值短路电流＝Ik*2.55 4.两相短路电流＝Ik*0.866 5.多台变压器并列运行 Ik＝（S1+S2+。。。。Sn）*1.44/Uk 变压器短路容量-短路电流计算公式-短路冲击电流的计算一.概述供电网络中发生短路时,很大的短路电流会使电器设备过热或受电动力作用而遭到损坏,同时使网络内的电压大大降低,因而破坏了网络内用电设备的正常工作。为了消除或减轻短路的后果,就需要计算短路电流,以正确地选择电器设备、设计继电保护和选用限制短路电流的元件。二.计算条件 1.假设系统有无限大的容量.用户处短路后,系统母线电压能维持不变.即计算阻抗比系统阻抗要大得多。具体规定: 对于3~35KV级电网中短路电流的计算,可以认为

110KV及以上的系统的容量为无限。只要计算35KV及以下网络元件的阻抗。 2.在计算高压电器中的短路电流时,只需考虑发电机、变压器、电抗器的电抗,而忽略其电阻;对于架空线和电缆,只有当其电阻大于电抗1/3时才需计入电阻,一般也只计电抗而忽略电阻。 3. 短路电流计算公式或计算图表,都以三相短路为计算条件。因为单相短路或二相短路时的短路电流都小于三相短路电流。能够分断三相短路电流的电器,一定能够分断单相短路电流或二相短路电流。三.简化计算法即使设定了一些假设条件,要正确计算短路电流还是十分困难,对于一般用户也没有必要。一些设计手册提供了简化计算的图表.省去了计算的麻烦.用起来比较方便.但要是手边一时没有设计手册怎么办?下面介绍一种“口诀式”的计算方法,只要记牢7句口诀,就可掌握短路电流计算方法。在介绍简化计算法之前必须先了解一些基本概念。 1.主要参数 Sd三相短路容量(MVA)简称短路容量校核开关分断容量 Id三相短路电流周期分量有效值(KA)简称短路电流校核开关分断电流和热稳定 IC三相短路第一周期全电流有效值(KA) 简称冲击电流有效值校核动稳定 ic三相短路第一周期全电流峰值(KA) 简称冲击电流峰值校核动

单端反激式DC-DC开关电源变压器的设计全过程

单端反激式DC/DC 开关电源变压器的设计全过程，变压器的参数计算：（1）变压器的设计要求：输出电压：10V ～3KV ，8mA （变压器输出之后三倍压）输入电压：24 1V ±工作频率：50KHZ 最大占空比：45％变换效率：80％（2）基本参数计算：输入最小电压： min IN V =－ IN V V ＝24－1－0.5 ＝22.5V 输出功率： OUT OUT OUT P U I = 30000.00824()W =×=输入功率： OUT IN P P η= 2430()0.8 W == （3）选择磁芯：由于输出功率为24W ，需要留有一定的余量，选择磁芯的型号为：EI-28。其具体参数如下：材料：PC40；尺寸：28.0*16.75*10.6（mm）；P A ：0.6005（）；：86 4cm e A 2mm W A ：69.83；：4300；2mm L A 2/nH N S B ：500mT （） 390mT （10） 25o C 0o C 使用时为防止出现磁饱和，实取磁通密度m B = 250 mT （4）粗略估计匝数比以及最大占空比（通过实际计算） min (1)OUT MAX IN MAX V D N V D ?= 30000.5522.50.45 ×=× 162.9=（求出结果后然后取整为Nm ）因为匝数比可以根据设计理念修正为M N ＝165，从而可以产生新的MAX D

min OUT MAX M IN OUT V D N V V = + 300022.51653000 =×+ 44.7%= （5）计算初级平均电流，峰值电流和电流的有效值由于输出功率为24W ，用电流连续模式（CCM ）比较适合。这里取为0.6 RP K .min min IN OUT P AVG IN IN P P I V V η= = 240.822.5 =× 1.333A =.1[1]2 P AVG P RP MAX I I K D =? 1.333(10.50.6)0.447= ?×× 4.26A =.P RMS P I I = = 2.054A =.P RMS I －电流有效值，P I －峰值电流，.P AVG I －平均电流，（RP K R RP P I K I = ）电流比例因数，MAX D －最大占空比；利用Krp 的值可以定量描述开关电源的工作模式，若Krp=1.0，即峰值电流和脉动电流相等，开关电源工作在断续模式；若Krp<1.0,峰值电流大于脉动电流，开关电源工作在连续模式。对于给定的交流输入范围，Krp 越小意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，并且Ip 和Irms （初级有效值电流）较小。（6）计算初级电感： 2min min 1()(12 IN MAX RP IN ON P R OUT RP V D K V t L I P fK η?==)

最佳低频变压器设计方法

最佳低频变压器设计方法热轧硅钢片选铁心型号和叠厚：比如E I型的，中部舌宽，叠厚每伏匝数：N0=4、510^5/BmQ0=4、510^5/(11000Q0) Bm：磁通密度极大值，10000～12000Gs一次匝数：N1=N0U1二次匝数：N2=N0U 21、0 61、06为补偿负载时的电压下降一次导线截面积： S1=I1/δ=P1/U1δ，δ：电流密度，可选2～3A/mm^2二次导线截面积：S2=I2/δ=P2/U2δ舌口32MM,厚34MM,E宽96MM,问功率,初级220,多少匝,线粗多少,次级51V 双组的,最大功率使用要多粗的线,告口是指＜EI型变压器铁芯截面积是指E片中间那一横（插入变压器骨架中间方口里的）的宽度即铁芯舌宽与插入变压器骨架方口里所有E片的总厚度即叠厚的乘积最简单的就是指变压器骨架中间方口的面积，变压器铁芯截面积是指线圈所套着的部分：舌宽叠厚＝截面积，单位：C㎡＞,第一种方法：计算方法：（1）变压器矽钢片截面：3、2CM*3、4CM*0、9=9、792CM^2(2)根据矽钢片截面计算变压器功率：P=S/K^2=(9、79/1、25)^2= 61、34瓦(取60瓦）（3）根据截面计算线圈每伏几匝： W=4、5*10^5/BmS=4、5*10^5/(10000*9、79)=4、6匝/伏（4）初级线圈匝数：220*4、6＝1012匝（5）初级线圈电流： 60W/220V=0、273A(6)初级线圈线径：d=0、715根号0、273＝0、

37(MM)（7）次级线圈匝数：2*（51*4、6*1、03）＝2*242（匝）（1、03是降压系素，双级51V=2*242匝）（8）次级线圈电流：60W/(2*51V)=0、59A(9)次级线径：d=0、715根号0、59＝0、55（MM)第二种方法：计算方法：E形铁芯以中间舌为计算舌宽的。计算公式：输出功率：P2＝UI考虑到变压器的损耗，初级功率：P1＝P2/η(其中η＝0、7～0、9，一般功率大的取大值)每伏匝数计算公式：N(每伏匝数)＝4、510(的5次方)/BS（B＝硅钢片导磁率，一般在8000～12000高斯，好的硅钢片选大值，反之取小值。S＝铁芯舌的面积，单位是平方CM）如硅钢片质量一般可选取10000高斯，那么可简化为：N＝45/S计算次级绕组圈数时，考虑变压器漏感和导线铜损，须增加5% 绕组余量。初级不用加余量。由电流求线径：I＝P/U (I＝A，P＝W，U＝V)以线径每平方 MM≈2、5～2、6A选取。第三种方法：计算方法首先要说明的是变压器的截面积是线圈所套住位置的截面积、如果你的铁心面积(线圈所套住位置)为32*34=1088mm2= 10、88cm2 我没有时间给你计算、你自己算、呵呵!给你个参考,希望对你有帮助:小型变压器的简易计算：1，求每伏匝数每伏匝数=55/铁心截面例如，你的铁心截面=3、5╳1、6=5、6平方厘米故，每伏匝数=55/5、6=9、8匝2，求线圈匝数初级线圈 n1=220╳9、8=2156匝次级线圈n2=8╳9、8╳1、05= 82、32 可取为82匝次级线圈匝数计算中的1、05是考虑有负荷时的压降3，求导线直径你未说明你要求输出多少伏的电流是

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法：规格：输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右）输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一，第一，选择磁芯的材质选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下：因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB

得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下：第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax，最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)

单端正激式开关电源-主电路地设计

摘要：电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠工作。目前，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的相控稳压电源，并广泛应用于电子设备中。本设计的单端正激式开关电源是一种间接直流变流技术，本设计以正激电路为主体，采用以TOPSwitch系列开关电源集成芯片TOP244Y为核心的脉宽调制电路实现交-直-交-直变流，输出稳压稳频的直流电。关键词开关电源；正激电路；变压器；脉宽调制； ABSTRACT Power is an indispensable part of electronic equipment, its performance directly related to electronic equipment technical indicators and safe work can. At present, switching power supply for has the advantages of small size, light weight, high efficiency, low calorific value and stable performance advantages and replace traditional technology of phased manostat, and widely used in electronic equipment. The design of the single straight separate-excited switching power supply is a kind of indirect dc converter technology, this design was adopted for the main circuit, induced by TOPSwitch series of switch power integration chip TOP244Y as the core of the pulse width modulation circuit implementation delivered straight into - - - the voltage output variable flow straight, dc frequency stability. KEY WORDS Switching power supply；Is induced circuit；Transformer；Pulse width modulation 目录前言 (1)

设计变压器的基本公式精编版

设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T） Bm=(Up×104)/KfNpSc 式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V） f——脉冲变压器工作频率（Hz) Np——变压器一次绕组匝数（匝） Sc——磁心有效截面积（cm2） K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W） Po=1.16BmfjScSo×10－5 式中：j——导线电流密度（A/mm2） Sc——磁心的有效截面积（cm2) So——磁心的窗口面积（cm2） 3对功率变压器的要求（1）漏感要小图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图9双极性功率变换器波形功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。（2）避免瞬态饱和

一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。（3）要考虑温度影响开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。 4磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：

反激变压器绕制详解

反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑）反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来，这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压

单端反激变换器变压器设计

一、确定电源输入与输出参数： 1、输入最小交流电压：( V )?ACmin 90 2、输入最大交流电压：( V )?ACmax 265 3、输出直流电压：( V )?Vout 12 4、输出直流电流：( A )?Iout 10 5、芯片VCC 电压：( V )?Ic_Vcc 18 6、输出直流电流：( A )?Ic_i 0.01 7、预设效率：( 100% )?η%80 8、工作频率(KHz)?fsoc 65 9、模式K 系数（K ）?K 0.510、导线电流密度（A ）?Iu 8导线电流密度：5-10范围 11、开关管耐压值（V ）?Vds 60012、二极管压降值：（V ）?Vf 0.614、磁芯参数：(PQ:3525)a.磁芯中柱截面积：（cm2）?Ae 0.196 窗口长度：（mm2） ?Wl 13.5 b.磁芯中柱截面积：（mm2） ?Bw 0.2备注：PC40选0.2，PC45选0.15 二、计算：输入最小DC 电压：( V )?Dcmin =??ACmin ￣￣20.911513、估算漏感反射电压（V ）?Vlr 150 输入最大DC 电压：( V )?Dcmax =?ACmax ￣￣2375输出功率：( W)?Po =?Vout Iout 120输入功率：( W)?Pin =――Po η 150 最小滤波电容：( uF)?Mincap =?1.3Po 156计算最小反射电压容量（V ） ?Vor =??Vds Dcmax Vlr 75

周期时间：( us)?t =?――1fsoc 100015.385 最大占空比：?Dmax =―――――Vor +Dcmin Vor 0.396 最大导通时间：( us) ?Tonmax =?t (?1Dmax )9.286 原边最大峰值电流（A ） ?Ip =――――――???―――――Po ?Dmax Dcmin ???0.45 5.872 原边电感量：（mH ） ?Lp =―――――?Dmax Dcmin ??fsoc Ip K 0.238 ?N =――――Vor +Vout Vf 5.971 原边与副边匝比：原边匝数： ?Np =――――(??Lp Ip K )(?Bw Ae )17.82 副边匝数：?Ns =――Np N 2.98 匝数取整： ?Ns 3根据副边重算原边匝数：?Np2=?Ns N 17.91取值： ?Np218 新的匝比： ?N2=――Np2Ns 6 依据匝比和余量计算Vor: ?Vor2=??N2(+Vout Vf )2151.2原边线径：(mm) ?Dwp =――――￣￣￣￣￣￣2 ????――???―Ip Iu ??????? 0.75 0.645原边绕线股数：?Npturn 5 每股线径（mm ） ?Dwp2=2￣￣￣￣￣￣￣￣￣????―――???――Dwp 2???2Npturn ???? 0.288副边峰值电流: ?Is =――――?2Iout ?1Dmax 33.14

变压器功率计算方法

0.65和0.8的系数来自实用电工速算口诀已知变压器容量，求其各电压等级侧额定电流口诀 a ：容量除以电压值，其商乘六除以十。说明：适用于任何电压等级。在日常工作中，有些电工只涉及一两种电压等级的变压器额定电流的计算。将以上口诀简化，则可推导出计算各电压等级侧额定电流的口诀：容量系数相乘求。已知变压器容量，速算其一、二次保护熔断体（俗称保险丝）的电流值。口诀 b ：配变高压熔断体，容量电压相比求。配变低压熔断体，容量乘9除以5。说明：正确选用熔断体对变压器的安全运行关系极大。当仅用熔断器作变压器高、低压侧保护时，熔体的正确选用更为重要。这是电工经常碰到和要解决的问题。已知三相电动机容量，求其额定电流口诀（c）：容量除以千伏数，商乘系数点七六。说明：（1）口诀适用于任何电压等级的三相电动机额定电流计算。由公式及口诀均可说明容量相同的电压等级不同的电动机的额定电流是不相同的，即电压千伏数不一样，去除以相同的容量，所得“商数”显然不相同，不相同的商数去乘相同的系数0.76，所得的电流值也不相同。若把以上口诀叫做通用口诀，则可推导出计算220、380、660、3.6kV电压等级电动机的额定电流专用计算口诀，用专用计算口诀计算某台三相电动机额定电流时，容量千瓦与电流安培关系直接倍数化，省去了容量除以千伏数，商数再乘系数0.76。三相二百二电机，千瓦三点五安培。常用三百八电机，一个千瓦两安培。低压六百六电机，千瓦一点二安培。高压三千伏电机，四个千瓦一安培。高压六千伏电机，八个千瓦一安培。（2）口诀c 使用时，容量单位为kW，电压单位为kV，电流单位为A，此点一定要注意。（3）口诀c 中系数0.76是考虑电动机功率因数和效率等计算而得的综合值。功率因数为0.85，效率不0.9，此两个数值比较适用于几十千瓦以上的电动机，对常用的10kW以下电动机则显得大些。这就得使用口诀c计算出的电动机额定电流与电动机铭牌上标注的数值有误差，此误差对10kW以下电动机按额定电流先开关、接触器、导线等影响很小。（4）运用口诀计算技巧。用口诀计算常用380V电动机额定电流时，先用电动机配接电源电压0.38kV数去除0.76、商数2去乘容量（kW）数。若遇容量较大的6kV电动机，容量kW数又恰是6kV数的倍数，则容量除以千伏数，商数乘以0.76系数。（5）误差。由口诀c 中系数0.76是取电动机功率因数为0.85、效率为0.9而算得，这样计算不同功率因数、效率的电动机额定电流就存在误差。由口诀c 推

正激变压器的设计

正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3

AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns. (1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 (2). 計算Np Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae) Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算Ns Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np) Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS

一种正激变换器开关电源设计方案方法

一种基于正激变换器的开关电源设计方法收藏此信息打印该信息添加：郑慧汤天浩韩金刚来源：未知 1 引言经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的dc-dc变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几种基本dc-dc变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。本文在对基本的buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。 2 buck变换的拓扑结构与参数设计基本buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源vi、串联开关s、续流二极管vd和由lc组成的电流负载组合而成，其中l的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由c决定，这是最基本的一种直流变换器。图1 基本的buck变换器文献[1]给出了buck变换器的电路设计公式，根据buck变换器的输出公式:

式中:ρ为占空比，且有:ρ＝ton/t，则ρ＝vo/vi。电感l的计算公式为: 式中:f为开关频率; iomin为输出最小电流。而电容c的计算公式为: 式中:δvo为输出电压纹波。 3 正激变换的公式推导 3.1 拓扑结构与工作模式一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示，由于正激变换器是在基本的buck型变换器基础上多了一个隔离变压器t1、一个二极管vd1和一个由回收绕组n3和箝位二极管vd3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化，所以设计时不能直接使用上述基本buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析，采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的buck变换电路，由此可将基本buck变换电路的参数计算公式(2)和(3)推广到一类正激变换器的参数计算，建立新的设计公式。图2 单管正激变换器主电路结构