集成电路设计第三章
第三章 扩散61
解扩散方程， Q x2 x2 N( x ) exp( ) N s exp( ) 4 Dt 4 Dt Dt －高斯分布 Q Ns ―表面浓度 Dt NS 1/ 2 结深 x j 2 Dt (ln ) NB
T一定, t ↑ Xj ↑Ns↓; t一定, T ↑ Xj ↑Ns↓; Q不变
质量守恒：单位时间内，相距dx两个平面(单位积)间， 杂质数的变化量等于通过两个平面的流量差。
N ΔJ 2N dx J 2 J 1 ΔJ dx D 2 dx t dx x
故
N 2N D 2 t x
--扩散方程
3.3 扩散杂质的浓度分布
3.3.1 恒定表面源(浓度)扩散
，
N s2
2 N s1
tg (
1
D1 t 1 D2 t 2质分布的其他因素
3.4.1 硅中的点缺陷
缺陷：任何对周期晶格形成扰动都称为“缺陷” ①面缺陷：层错、多晶的晶粒间界等； ②线缺陷：位错等； ③点缺陷：杂质原子产生的缺陷，如空位、间隙、间隙 原子团。 空位缺陷：晶格上缺失一个Si原子。 0 ①中性空位V ②带一个负电荷的空位V ③带两个负 电荷的空位V-- ④带一个正电荷的空位V+
图3.13 硅中空位的能带图
3.4 影响杂质分布的其他因素
3.4.2 扩散系数与杂质浓度的关系
① N<ni,D与N无关，称本征扩散系数Di； ② N>ni,D与N有关，称非本征扩散系数De。 空位浓度与掺杂浓度 ①V0与N无关 ；②高掺杂施主可使V-和V-2浓度增加； ③高掺杂受主可使V+浓度增加。 各种空位以不同方式与离化的掺杂原子相互作用，具 有不同的ΔE和D。 扩散系数与空位浓度成正比
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜技术
• 厚膜导体材料基本类型：
• 可空气烧结厚膜导体：主要是指不容易形成
氧化物的金属材料(Au和Ag等）
• 可氮气烧结厚膜导体：通常是指在部分低含
氧量状态下易于氧化的材料（Cu、Ni和Al等）
• 须还原气氛烧结厚膜导体：难熔材料M和W
，防止烧结过程中，其他物质热分解后被氧化
。
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜 技术
• 聚合物厚膜材料：包含带有导体、电阻或绝缘颗粒的 聚合物材料混合物，通常在85-300摄氏度范围内固化。 聚合物导体主要是C和Ag，常用于有机基板材料上。
• 金属陶瓷厚膜：玻璃陶瓷和金属的混合物，通常在 850-1000摄氏度的范围内烧结。
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜 技术
•传统厚膜浆料的主要成分
技术
•厚膜导体材料
•厚膜导体在混合电路中实现的功能： • 【提供电路节点间的导电布线功能】 • 【提供后续元器件焊接安装区域】 • 【提供电互连：元器件、膜布线和更高级组装互连】 • 【提供厚膜电阻的端接区】 • 【提供多层电路导体层间的电气连接】
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜 技术
•厚膜导体材料
集成电路芯片封装技术 第三章厚薄膜技术
2021/1/5
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜 技术
•前课回顾
1.芯片互连技术的分类
2.WB技术、TAB技术与FCB技术的概念 3.三种芯片互连技术的对比分析
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜 技术
•芯片互连技术对比分析
集成电路芯片封装技术第三章厚薄膜 技术
•传统的金属陶瓷厚膜浆料具有四种主要成分： • 有效物质—决定膜功能 • 粘结成分—提供膜与基板间的粘结以及使有效物 质保持悬浮状态的基体； • 有机粘结剂—提供丝网印刷时的合适流动性能； • 溶剂或稀释剂—决定运载剂的粘度
数字集成电路习题(第三章)
0. Explain qualitatively
4
Chapter 3 Problem Set a. Write down the equations (and only those) which are needed to determine the voltage at node X. Do NOT plug in any values yet. Neglect short channel effects and assume that λp = 0. b. Draw the (approximative) load lines for both MOS transistor and resistor. Mark some of the significant points. c. Determine the required width of the transistor (for L = 0.25µm) such that X equals 1.5 V. d. We have, so far, assumed that M1 is a long-channel device. Redraw the load lines assuming that M1 is velocity-saturated. Will the voltage at X rise or fall?
Table 0.2 Measurements taken from the MOS device, at different terminal voltages.
Measurement number 1 2 3 4 5 6 7 8.
VGS (V) -2.5 1 -0.7 -2.0 -2.5 -2.5 -2.5
R1 = 2kΩ + 2.5 V – ID R2 = 2kΩ
电路版图设计与规则(参考模板)
第三章集成电路版图设计每一个电路都可以做的很完美,对应的版图也可以画的很艺术，需要的是耐心和细心，当然这需要知识，至少我这么认为。
3.1认识设计规则（design rule）什么是设计规则？根据实际工艺水平(包括光刻精度、刻蚀能力、对准容差等)和成品率要求，给出的一组同一工艺层及不同工艺层之间几何尺寸的限制，主要包括线宽、间距、覆盖、露头、凹口、面积等规则，分别给出它们的最小值，以防止掩膜图形的断裂、连接和一些不良物理效应的出现。
芯片上每个器件以及互连线都占有有限的面积。
它们的几何图形形状由电路设计者来确定。
（从图形如何精确地光刻到芯片上出发，可以确定一些对几何图形的最小尺寸限制规则，这些规则被称为设计规则）制定设计规则的目的：使芯片尺寸在尽可能小的前提下，避免线条宽度的偏差和不同层版套准偏差可能带来的问题，尽可能地提高电路制备的成品率。
设计规则中的主要内容：Design Rule通常包括相同层和不同层之间的下列规定：最小线宽 Minimum Width最小间距 Minimum Spacing最小延伸 Minimum Extension最小包围 Minimum Enclosure 最小覆盖 Minimum Overlay集成电路版图设计规则通常由集成电路生产线给出，版图设计者必须严格遵守！！！3.2模拟集成电路版图设计中遵从的法则3.2.1电容的匹配对于IC layout工程师来说正确地构造电容能够达到其它任何集成元件所不能达到的匹配程度。
下面是一些IC版图设计中电容匹配的重要规则。
1）遵循三个匹配原则：它们应该具有相同方向、相同的电容类型以及尽可能的靠近。
这些规则能够有效的减少工艺误差以确保模拟器件的功能。
2）使用单位电容来构造需要匹配的电容，所有需要匹配的电容都应该使用这些单位电容来组成，并且这些电容应该被并联，而不是串联。
3）使用正方块电容，并且四个角最好能够切成45度角。
周长变化是导致不匹配的最主要的随机因素，周长和面积的比值越小，就越容易达到高精度的匹配。
数字集成电路分析与设计 第三章答案
CHAPTER 3P3.1. The general approach for the first two parameters is to figure out which variables shouldremain constant, so that when you have two currents, you can divide them, and every variable but the ones you want to calculate remain. In this case, since the long-channel transistor is in saturation for all values of V GS and V DS , only one equation needs to be considered:()()2112DS N OX GS T DS W I C V V V Lμλ=-+ For the last two parameters, now that you have enough values, you can just choose oneset of numbers to compute their final values.a. The threshold voltage, V T0, can be found by choosing two sets of numbers with the same V DS ’s but with different V GS ’s. In this case, the first two values in the table can be used.()()()()()()211122222201022001121121.2 1.210000.82800.8DS N OX GS T DS DS N OX GS T DS T DS T DS T T W I C V V V L W I C V V V LV I V I V V μλμλ=-+=-+-⎛⎫-===⎪--⎝⎭ 00.35V T V ∴=b. The channel modulation parameter, λ, can be found by choosing two sets of numberswith the same V GS ’s but with different V DS ’s. In this case, the second and third values in the table can be used.()()221 1.225010.8247DS DS I I λλ+==+ -10.04V λ∴=c. The electron mobility, µn , can now be calculated by looking at any of the first three sets of numbers, but first, let’s calculate C OX .631062-31m 10μm22?.210μm1m 10 0.0351 1.610/2.210OX OX t C F cm--=⨯⨯===⨯Now calculate the mobility by using the first set of numbers.()()()()()()()()()()()()22111021262101111 1.21 1.222210002cm 348V-s 1.610(4.75)1.20.3510.04 1.21DS N OX GS T DS N OX T DS N OX GS T DS W W I C V V V C V L LA I W C V V V L μλμλμμλ-=-+=-+===⨯-+-+d. The body effect coefficient gamma, γ, can be calculated by using the last set of numbers since it is the only one that has a V SB greater than 0V.()()()()244124414411221 1.20.468VDS N OX GS T DS DS GS T N OX DS GS T T GS W I C V V V LI V V W C V LV V V V μλμλ=-+-=+-==-==12000.6VT T T T V V V V γγγ=+-====P3.2. The key to this question is to identify the transistor’s region of operation so that gatecapacitance may be assigned appropriately, and the primary capacitor that will dischargedat a rate of V It C ∂∂= by the current source may be identified. Then, because the nodes arechanging, the next region of operation must be identified. This process continues until the transistor reaches steady state behavior. Region 1:Since 0V GS V = the transistor is in the cutoff region. The gate capacitance is allocated to GB C . Since no current will flow through the transistor, all current will come from the source capacitor and the drain node remains unchanged.68-151010V V 6.67100.6671510s nsSB V I I t C C -∆⨯====⨯=∆⨯ The source capacitor will discharge until 1.1V GS T V V == when the transistor enters thesaturation region. This would require that the source node would be at 3.3 1.1 2.2V S G GS V V V =-=-=.()15961510 3.3 2.2 1.6510s 1.65ns 1010C t V I ---⨯∆=∆=-=⨯=⨯ Region 2:The transistor turns on and is in saturation. The current is provided from the capacitor atthe drain node, while the source node remains fairly constant. The capacitance at the drain node is the same as the source node so the rate of change is given by:68-151010V V 6.67100.6671510s nsSB V I I t C C -∆⨯====⨯=∆⨯ Since the transistor is now in the saturation region, GS V can be computed based on thecurrent flowing through the device.()22 1.1 1.37V 3.3 1.37 1.93VGS T GST S G GS kW I V V LV V V V V =-==+==-=-=This is where the source node settles. This means that most of the current is discharged through the transistor until the drain voltage reaches a value that puts the transistor at the edge of saturation.3.3 1.1 2.2VDS GS TD G T V V V V V V =-=-=-=If we assume that all the current comes from the transistor, and the source node remains fixed, the drain node will then discharge at a rate equal to that of the source node in the first region. Region 3:The transistor is now in the linear region the gate capacitance is distributed equally to both GS C and GD C . and both capacitors will discharge at approximately the same rate.-151510V0.28621510510nsV I A t C μ-∆===∆⨯⨯+⨯The graph is shown below.00.511.522.533.5024681012Time (ns)V o l t a g e (V )P3.3. The gate and drain are connected together so that DS GS V V = which will cause thetransistor to remain in saturation. This is a dc measurement so capacitances are not required. Connect the bulk to ground and run SPICE. P3.4. Run SPICE. P3.5. Run SPICE. P3.6. Run SPICE. P3.7. Run SPICE.P3.8. First, let’s look at the various parameters and identify how they affect V T .∙ L – Shorter lengths result in a lower threshold voltage due to DIBL. ∙ W – Narrow width can increase the threshold voltage.∙ V SB – Larger source-bulk voltages (in magnitude) result in a higher threshold voltage. ∙ V DS –Larger drain-source voltages (in magnitude) result in a lower threshold voltage due to DIBL. The transistor with the lowest threshold voltage has the shortest channel, larger width, smallest source-bulk voltage and largest drain-source voltage. This would be the first transistor listed.The transistor with the highest threshold voltage has the longest channel, smallest width,largest source-bulk voltage and smallest drain-source voltage. This would be the last transistor listed. P3.9. Run SPICE.P3.10. Run SPICE. The mobility degradation at high temperatures reduces I on and the increasemobile carriers at high temperatures increase I off . P3.11. The issues that prompted the switch from Al to Cu are resistance and electromigration.Copper wires have lower resistances and are less susceptible to electromigration problems. Copper on the other hand, reacts with the oxygen in SiO 2 and requires cladding around the wires to prevent this reaction.For low-k dielectrics, the target value future technologies is 2.High-k dielectrics are being developed as the gate-insulator material of MOSFET’s. This is because the current insulator material, SiO 2, can not be scaled any longer due to tunneling effects.P3.12. Self-aligned poly gates are fabricated by depositing oxide and poly before the source anddrain regions are implanted. Self-aligned silicides (salicides) are deposited on top of the source and drain regions using the spacers on the sides of the poly gate. P3.13. To compute the length, simply use the wire resistance equation and solve for L .LR TWRTWL ρρ==First convert the units of ρ to terms of μm. Aluminum:2.7μΩρ=cm 6Ω10μΩ⨯610μm100cm ⨯()()()0.027Ωμm1000.812963μm 2.96mm0.027RTWL ρ=====Copper:1.7μΩρ=cm 6Ω10μΩ⨯610μm100cm ⨯()()()0.017Ωμm1000.814706μm 4.71mm0.017RTWL ρ=====P3.14. Generally, the capacitance equation in terms of permittivity constants and spacing is:k C WL tε=a. 4k = ()()()()230048.8510 3.541100SiO k k C WL TL t S S Sεε-====b. 2k = ()()()()30028.8510 1.771100k k C WL TL t S SSεε-====The plots are shown below.Capacitance vs. Spacing01234567800.511.522.533.544.555.5Spacing (um)C a p a c i t a n c e (f F)。
集成电路科学与工程导论 第三章 集成电路晶体管器件
发展趋势-摩尔定律
「按比例缩小定律」（英文：Scaling down）“比例缩小”是指，在电场 强度和电流密度保持不变的前提下，如果MOS-FET的面积和电压缩小到 1/2，那么晶体管的延迟时间将缩短为原来的1/2，功耗降低为原来的1/2。 晶体管的面积一般为栅长(L)乘以栅宽(W)，即尺寸缩小为原来的0.7倍：
仅变得越来越小，在器件结构和材料体系上也经过了多次重大变革
集成电路器件发展趋势
国际半导体技术蓝图（International Technology Roadmap for Semiconductors，ITRS）
目录
一．晶体管器件概述 二．金属-氧化物-半导体场效应晶
体管技术 三．绝缘体上晶体管技术 四．三维晶体管技术 五．其他类型晶体管器件
环栅场效应晶体管
「环栅场效应晶体管」（英文：GAAFET） 技术的特点是实现了栅极对沟道的四面包 裹，源极和漏极不再和基底接触，而是利 用线状或者片状（平板状）的多个源极和 漏极垂直于栅极横向放置，实现MOSFET 的基本结构和功能
栅极G
栅极G
硅
硅 (a)
纳米线
硅 (b)
纳米片
平面型 垂直型
互补场效应管
栅极G
n+
e-
n+
p-衬底 (a)
栅极G
n+
e-
n+
氧化物埋层（BOX）
p-衬底 (b)
优势：氧化物埋层降低了源极和漏极之间的寄生电容，大幅降低了会影响器件 性能的漏电流；具有背面偏置能力和极好的晶体管匹配特性，没有闩锁效应， 对外部辐射不敏感，还具有非常高的晶体管本征工作速度等；
挑战：存在一定的负面浮体效应；二氧化硅的热传导率远远低于硅的热传导率 使它成为一个天然“热障” ，引起自加热效应；成本高昂。
拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章作业答案详解完整版教程解析
拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章作业答案详解完整版教程解析1. 引言在拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章的作业中，涉及了多个内容，包括放大电路、反馈放大电路、功率放大电路等。
本文将对这些内容进行详细的解析和讲解，并给出相应的答案。
2. 放大电路放大电路是电子电路中非常常见且重要的一种电路结构。
在本章的作业中，我们需要设计一个放大电路，并回答一些相关问题。
2.1 放大电路设计根据作业要求，我们需要设计一个放大电路，输入信号为正弦波，放大倍数为10倍。
我们可以选择使用CMOS集成电路来实现这个放大电路。
首先，我们需要根据放大倍数和输入信号的幅度来确定CMOS放大电路的电路参数。
在设计过程中，我们需要考虑一些关键因素，包括电流源、负反馈电阻等。
其次，我们可以选择合适的电路拓扑结构，例如共源共栅放大电路、共源共漏放大电路等。
根据实际情况，我们可以选择合适的电路结构。
最后，我们需要进行电路参数的计算和电路的仿真。
通过计算和仿真，我们可以得到放大电路的性能指标，例如增益、截止频率等。
2.2 放大电路问题解答在作业中，还需要回答一些问题，例如输入电阻、输出电阻、频率响应等。
针对这些问题，我们需要根据放大电路的拓扑结构和电路参数做相应的计算和分析。
例如，输入电阻可以通过计算输入端的电流和电压之比得到；输出电阻可以通过计算输出端的电流和电压之比得到；频率响应可以通过对放大电路进行交流分析得到。
总的来说，放大电路的设计和问题解答需要综合考虑多个因素，包括电路参数、电路结构、输入信号的幅度、负载等。
需要进行一系列的计算和仿真，以得到满足要求的电路性能。
3. 反馈放大电路反馈放大电路是一种常见的电路结构，它可以通过引入反馈回路来改善电路性能，例如增益稳定性、线性度等。
在作业中，我们需要设计一个反馈放大电路，并回答一些相关问题。
3.1 反馈放大电路设计根据作业要求，我们需要设计一个反馈放大电路，输入信号为正弦波，放大倍数为20倍。
集成电路版图设计与验证课件
5 常用工艺之二：光刻
❖ 目的：按照集成电路的设计要求，在SiO2或 金属层上面刻蚀出与光刻掩膜版完全相对应 的几何图形，以实现选择性扩散或金属布线 的目的。
5 常用工艺之二：光刻
❖ 主要步骤 ❖ （1）在晶圆上涂一层光刻胶，并将掩膜版
放在其上。 ❖ （2）曝光。正胶感光部分易溶解，负胶则
相反。 ❖ （3）显影、刻蚀。 ❖ （4）去除光刻胶
3.3 工艺集成
❖ 1 制作流程 ❖ 2 无源器件 ❖ 3 双极集成电路制造流程 ❖ CMOS工艺
1 制作流程
1 制作流程
2 无源器件
❖ 1、电阻 ❖ （1）淀积：淀积电阻层，然后光刻刻蚀 ❖ （2）扩散或离子注入：在硅衬底上热生长的
氧化层上开出一个窗口，注入或扩散与衬底 类型相反的杂质。
电阻
❖ （3）掺杂工艺：包括扩散工艺和离子注入工 艺。
3 工艺流程
❖ 以上工艺重复、组合使用，就形成集成电路 的完整制造工艺。
❖ 光刻掩模版（mask）：版图完成后要交付给 代工厂，将版图图形转移到晶圆上，就需要 经过一个重要的中间环节——制版，即制造 一套分层的光刻掩膜版。
3 工艺流程
❖ 制版——光刻掩膜版就是讲电路版图的各个 层分别转移到一种涂有感光材料的优质玻璃 上，为将来再转移到晶圆做准备，这就是制 版。
❖ 每层版图都有相对应的掩膜版，并对应于不 同的工艺。
4 常用工艺之一：外延生长
❖ 半导体器件通常不是直接做在衬底上的， 而是先在沉底上生长一层外延层，然后将 器件做在外延层上。外延层可以与沉底同 一种材料，也可以不同。
❖ 在双极型集成电路中：可以解决原件间的 隔离；减小集电极串联电阻。
❖ 在CMOS集成电路中：可以有效避免闩锁 效应。
拉扎维教材模拟集成电路第三章课后习题答案中文版纯手写
拉扎维教材第三章答案中文版（纯手写)
ＰAＲT1
最近重新温习拉扎维,参考英文版答案顺便教材手动整理下教材课后习题，部分习题加入了一些自己的想法和备注。
欢迎各位学弟学妹下载,不过请不要照抄答案!因为没有扫描仪器，用手机照的相片。
这一部分是第三章作业的前一半的题目,也请大家尊重本人劳动成果,可以下载，但请不要随意下载后再上传,谢谢大家!
PAＲT2
另外3.１1题目可参考3.1０
注明：如有错误之处欢迎指正。
在我的百度账号下留言即可:清风一鹤。
PAＲＴ３
答案照片在下面
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《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第五节金属硅化物技术
《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第五节：金属硅化物技术金属硅化物工艺技术内容简述：随着集成电路工艺制程技术的不断发展，为了提高集成电路的集成度，同时提升器件的工作速度和降低它的功耗，半导体工艺的特征尺寸不断缩小，晶体管的栅、源和漏有源区的尺寸也会相应缩小，而它们的等效串联电阻会相应变大，从而影响电路的速度。
为了改善等效串联电阻，半导体业界先后发展出金属硅化物工艺技术Polycide和Salicide。
最先出现的金属硅化物工艺技术是Polycide工艺技术，Polycide工艺技术是为了改善多晶硅栅的等效串联电阻和接触孔的接触电阻，Polycide工艺技术仅仅在多晶硅栅上形成金属硅化物，源和漏有源区不会形成金属硅化物，所以它没有办法改善晶体管源和漏有源区的等效串联电阻和接触孔的接触电阻。
为了改善晶体管源和漏有源区的等效串联电阻和接触孔的接触电阻而发展出Salicide工艺技术，Salicide工艺技术不仅在多晶硅栅上形成金属硅化物，而且在源和漏有源区也会形成金属硅化物，它同时改善晶体管的栅、源和漏有源区的等效串联电阻和接触孔的接触电阻。
本文摘选自《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第五节的内容，这部分内容简单介绍了Polycide工艺技术、Salicide工艺技术和SAB工艺技术的原理，并以纳米级工艺形成ESD器件和Non-Salicide器件为例介绍SAB和Salicide工艺技术的工程应用。
3.5 金属硅化物技术-------------------------------------------------------------------------------------------------3.5.1 Polycide工艺技术--------------------------------------------------------------------------------------3.5.2 Salicide工艺技术---------------------------------------------------------------------------------------3.5.3 SAB工艺技术--------------------------------------------------------------------------------------------3.5.4 SAB和Salicide工艺技术的工程应用------------------------------------------------------------3.5 金属硅化物技术当半导体工艺的特征尺寸缩小到亚微米以下时，晶体管的栅、源和漏有源区的尺寸宽度也会相应缩小，而它们的等效串联电阻会相应变大，从而影响电路的速度。
第3章-MOS集成电路器件基础
第三章 MOS集成电路器件基础
PMOS在截止区、 线性区、 恒流区的电流方程如 式(3 - 5)所示：
|UGS|<|UTHP| (3-5a)
0
(截止区)
I DP
PCox W [2(U
2 L
pCox 2
W L
U
GS
GS UTHP
UTHP 2 (1
)U DS
U
2 DS
(3-5b) ]|UDS|<|UGS|-|UTHP|
第三章 MOS集成电路器件基础
G 多晶硅 D
S
氧化 层
W
N＋ P型 衬 底
Leff
N＋
Ldra wn
LD
图3 - 1 NMOS管的简化结构
第三章 MOS集成电路器件基础
3.1.2 N阱及PMOS 为了使MOS管的电流只在导电沟道中沿表面流动
而不产生垂直于衬底的额外电流， 源区、 漏区以及沟 道和衬底间必须形成反偏的PN结隔离， 因此， NMOS 管的衬底B必须接到系统的最低电位点(例如“地”)， 而PMOS管的衬底B必须要接到系统的最高电位点(例如 正电源UDD)。 衬底的连接如图3 - 2(a)、 (b)所示。
出来的， 但在集成电路中， 在同一硅片衬底上要做许 多管子， 为保证它们正常工作， 一般N管的衬底要接 到全电路的最低电位点, P管的衬底接到最高电位点UDD。
第三章 MOS集成电路器件基础
UDD
G2
V2
B2 S2
G1
V1
S1
B1
图3-10 UBS<的MOS 管（V2）
第三章 MOS集成电路器件基础
源区(N＋ )
反型层 源区(N＋ )
电流
扎维模拟CMOS集成电路设计第三章习题
I D2
1 W nCox (VGS 2 VTH 2 ) 2 (1 NVDS 2 ) 2 L 2
1 10 1.34225 10 4 [3 Vout 0.7 0.45( 0.9 Vout 0.9 )] 2 [1 0.1(3 Vout )] 2 0.5
W g m1 2 nCox I D1 2 1.34225 10 4 100 0.5 10 3 3.66 10 3 A / V L 1
ro1
1 1 20K 1 N I D 0.1V 0.5m A
5
2019/3/28
0.5 1 L 2 p 0.05 2
ro 2 1 1 40K 3 2 I D 2 0.05 0.5 10
AV gm1 (ro1 // ro2 ) 3.66103 (20K // 40K ) 48.8
(2)M1工作在线性区边缘,满足 VGS 1 VTH 1 VDS 1 Vout
Vout sin g Vout max Vout min 2.0033 0.2693 1.734 V
2019/3/28 7
3.3
50 W , RD 2 K, 0 L 1 0.5
cm2 7 F 4 A nCox 350 3.83510 1.34225 10 2 V s cm V2
AV gm1 Rout 5.1945103 782.16 4.06
2019/3/28 12
20 W 3.12 , I1 1mA, I S 0.75mA, 0 L 1 0.5
cm2 F 4 A nCox 350 3.835107 1 . 34225 10 V s cm2 V2 cm2 7 F 4 A pCox 100 3.83510 0.383510 2 V s cm V2
《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第四节热载流子注入效应与LDD工艺技术
《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第四节热载流子注入效应与LDD工艺技术内容简述：为了不断提高器件的性能和单位面积器件的密度，器件的尺寸不断按比例缩小。
但是这种按比例缩小并不是理想的，不是所有的参数都是等比例缩小的，例如器件的工作电压不是等比例缩小的，器件的沟道横向电场强度会随着器件尺寸的不断缩小而增加，特别是漏端附近的电场最强，当器件的特征尺寸缩小到亚微米和深亚微米，漏端附近会出现热载流子效应（Hot carrier Inject --HCI）。
因为热载流子注入效应会导致几个严重的问题，最终使器件和芯片失效。
为了改善热载流子注入效应，半导体研发人员提出利用降低漏端与衬底pn结附近的峰值电场强度的LDD工艺技术来改善热载流子注入效应。
3.4 热载流子注入效应与轻掺杂漏（LDD）工艺技术--------------------------------------3.4.1 热载流子注入效应简介-----------------------------------------------------------3.4.2 双扩散漏（DDD）和轻掺杂漏（LDD）工艺技术--------------------------3.4.3 隔离侧墙（Spacer Sidewall）工艺技术--------------------------------------3.4.4 轻掺杂漏离子注入和隔离侧墙工艺技术的工程应用-----------------------3.4热载流子注入效应与轻掺杂漏（LDD）工艺技术3.4.1热载流子注入效应简介为了不断提高器件的性能和单位面积器件的密度，器件的尺寸不断按比例缩小，但是这种按比例缩小并不是理想的，不是所有的参数都是按比例缩小的，例如器件的工作电压不是等比例缩小的，器件的沟道横向电场强度会随着器件尺寸的不断缩小而增加，特别是漏端附近的电场最强。
当器件的特征尺寸缩小到亚微米和深亚微米，漏端附近会出现热载流子效应(Hot Carrier Inject - HCI)。
集成电路芯片封装技术第三章 厚薄膜技术(二)
第三章
厚膜介质材料
厚膜介质材料是以多层结构形式用作导体层间的绝缘体， 可在介质层上留有开口区或通孔以便相邻导体层互连。 厚膜介质材料通常是结晶或可再结晶的，介质材料在较低 温度下熔化后和玻璃相物质混合形成熔点比烧结温度更高的 均匀组分，在随后烧结过程中保持固态，提供稳定的基础。
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第三章
初始电阻性能—电阻温度系数 初始电阻性能 电阻温度系数TCR 电阻温度系数
材料电阻随温度变化的特性称为电阻温度系数 电阻温度系数，温度电阻温度系数 电阻之间的变化关系通常是非线性关系。
dR(T ) TCR (T ) = dT
∆R TCR = ∆T
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第三章
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第三章
初始电阻性能—电阻电压系数 初始电阻性能 电阻电压系数VCR 电阻电压系数
电阻电压系数表征电阻对高电压的敏感性，电阻 漂移-电压梯度之间也是非线性关系。
R (V2 ) − R (V1 ) VCR = ×106 (×10−6 / V ) R (V1 ) (V2 − V1 )
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第三章
厚膜电阻工艺控制
为了控制厚膜电阻电性能，厚膜电阻的印刷和烧 结工艺很关键，烧结过程中某一温度下停留时间的 烧结过程中某一温度下停留时间的 微小改变或烧结气氛参数控制不良均会对电阻阻值 造成显著影响。 造成显著影响 厚膜电阻的制作对烧结气氛要求很高，空气烧结 的电阻系统要具有很强的氧化气氛，以防止还原性 气氛里将金属氧化物还原为金属。高阻值电阻比低 阻值电阻对气氛要求更加敏感。
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第三章
厚膜导体材料基本类型 可空气烧结厚膜导体：主要是指不容易形成氧化物
03第三章运算放大器及反馈
第三章集成运算放大器及反馈集成化是电子技术进展的一个重要方向，集成运算放大器（简称集成运放）是模拟集成电路中品种最多、应用最普遍的一类组件。
反馈是一个很重要的概念，各类自动操纵，自动调剂系统都离不开反馈。
集成运放加上负反馈可组成各类模拟运算电路。
本章要紧介绍集成运放及其线性应用和反馈的概念。
本章学习目标：（1）明白集成运放的大体性能，熟悉集成运放符号；（2）明确“同相输入端”及“反相输入端”的含义；（3）会通过工具书查阅集成运放型号、参数、连接方式、利用注意事项等资料；（4）明确反馈的概念，明白反馈对放大电路的阻碍；（5）明白集成运放线性运用和非线性运历时的特点；（6）熟悉并能计算同相较例、反相较例及加法运算电路。
第一节集成运算放大器一、集成运放简介前面讲述的放大电路是由分立的三极管、二极管、电阻、电容等元件，借助导线或印制电路连接成一个完整的电路系统，称之为分立元件电路。
利用集成工艺，将电路的所有元件及联接导线集成在同一块硅片上，封装在管壳内，成为一个具有特定功能的完整电路即集成电路。
与传统的分立元件电路相较，集成电路具有体积小、重量轻、功耗小、本钱低、靠得住性好等优势。
因此电子设备中集成电路几乎取代了分立元件电路。
集成电路的品种很多，按其功能可分为模拟集成电路和数字集成电路两大类。
数字集成电路用于产生、变换和处置各类数字信号。
模拟集成电路用于放大、变换和处置模拟信号（模拟信号，是指幅度随时刻作持续转变的信号）。
模拟集成电路又称线性集成电路。
集成运放是一种模拟集成电路。
集成电路封装后通过引脚与外部电路联接，集成电路的外形有如图3-1所示的几种常见形式。
各类集成电路型号、管脚排列、大体联接方式及参数等等，有集成电路手册可供查阅。
图3-1 集成电路外形图例如集成运算放大器实质上是一种高增益、多级、直接耦合的放大器。
它的电压放大倍数可达104～107。
集成运放的输入电阻从几十千欧到几十兆欧，而输出电阻很小，仅为几十欧姆。
拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章作业答案详解完整版教程解析 (2)
拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章作业答案详解完整版教程解析第一题题目：请解释拉扎维模拟CMOS集成电路设计的主要目标。
拉扎维模拟CMOS集成电路设计的主要目标是通过集成电路设计技术来实现高性能、低功耗、低噪声、高稳定性的模拟电路。
具体目标包括：1.高性能：通过优化电路结构和参数，提高电路的增益、带宽和速度，以满足高性能模拟信号处理需求。
2.低功耗：采用低功耗设计技术，减少功耗和电源电压，提高电路的能效比，延长电池寿命。
3.低噪声：通过降低噪声源和优化电路设计，减少电路的噪声，并提高信号与噪声比，以提高电路的信号处理能力。
4.高稳定性：通过减小电路参数的变化范围、提高电路对温度、工艺和电源电压的抵抗能力，提高电路的稳定性和可靠性。
综合上述目标，拉扎维模拟CMOS集成电路设计致力于设计出符合实际需求，并具有良好性能、可靠性和可实施性的模拟电路。
第二题题目：什么是负载效应？在拉扎维模拟CMOS集成电路中如何考虑负载效应？负载效应是指当负载改变时，电路的工作条件和性能表现发生变化的现象。
在拉扎维模拟CMOS集成电路中，考虑负载效应是非常重要的。
拉扎维模拟CMOS集成电路中，电路的输入和输出之间会存在阻抗差异，从而导致在连接电路之间引入额外的电容和电阻负载。
这些负载对电路的工作状态产生影响，可能导致增益降低、频率响应偏移、功耗增加等问题。
为了考虑负载效应，在拉扎维模拟CMOS集成电路设计中，需要进行以下步骤：1.电路参数分析：通过计算和仿真，分析电路的输入和输出阻抗，确定电路的负载情况。
2.负载效应补偿：根据负载效应分析结果，采取一系列补偿措施来消除或减小负载效应对电路性能的影响。
例如，可以通过优化电路的结构或参数来改变电路的负载特性，使其更符合设计要求。
3.电路稳定性分析：在设计过程中，还需要对电路的稳定性进行分析。
如果负载效应较大，可能会导致电路的振荡或不稳定现象。
通过稳定性分析，可以预测和避免这些问题的发生。
《微电子与集成电路设计导论》第三章 半导体器件物理基础
Introduction to microelectronics and integrated circuit design
第三章 半导体器件物理基础
本节内容_ p-n结
热平衡状态下的p-n结 耗尽区 耗尽层势垒电容 电流-电压特性 结击穿
图3.1.1 （a）PN结的简化结构图； （b）理想均匀掺杂PN结的掺杂剖面
右图显示室温下硅和砷化镓p-n结 107
测量的正向特性．在低电流区域，复
合电流占优势， 等于2；在较高的
电流区域，扩散电流占优势， 接 近1．
10
9
0
Si 1 GaAs
1
2 2
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 VF /V
图 3.19 300K硅和砷化镓二极管的正向电流－电压特性比较. 虚线表示不同理想系数的 斜率
s
qND
s
(x
xn )
（b）
－N A W
E 0
x
0 x xn 其中E 是存在x＝0处的最大电场 m
－E m
面积＝Vbi
图3.8 (a)在热平衡时，(空a间)热电平荷在衡耗时尽空区的间分电布荷．在(b)电耗场尽分区布．的阴分影布面积为内建电势
Em
qND xn
s
qN A x p
s
(b)电场分布。阴影面积为内建电势
(a) 正向偏压
104 106 108 1010
225C 175 125 75 25
1012 102
100
102
VR /V
(b) 反向偏压
ND－NA
ND－NA
线性缓变结（linearly graded junction）
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第 3 章 器件设计技术
PN结外加电场 P接正 N—接负
二、PN结---单向导电
I
正向
O
反向
V
2014-11-25
明德博学 14 日新笃行
三、MOS管的工作原理(以NMOS为例）
SiO2保护层 引出两个电极 引出栅极
S
G
D
N+
两边扩散两个高 浓度的N区
N+
形成两个PN结
以P型半导体作衬底 P从衬底引出电极
第三章
器件设计技术
明德博学 日新笃行
第三章
第一节 引言
器件设计技术
第二节 MOS晶体管的工作原理
第三节 MOS晶体管的直流特性
第四节 反相器直流特性
2014-11-25
2 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
集成电路按其制造材料分为两大类： 超高速数字电路
Si（硅）→ GaAs（砷化镓） → SiC，InP
第 3 章 器件设计技术
第二节 MOS晶体管的工作原理
MOSFET是构成VLSI的基本元件。
一、半导体的表面场效应 1、P型半导体
空穴
图1
P 型半导体
明德博学 9 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
2、表面电荷减少
图2
表面电荷减少
2014-11-25
明德博学 10 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
N+
N+
uds
P
(b) 管子预夹断
沟道在漏 极端夹断 24 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
c. 当uds进一步增大
S
–
+
–
+
G
D
id>0
(a) id达 到最大值 且恒定
N+
N+
uds DS
P
(b) 管子进入恒流区
沟道夹断区延长
25 明德博学 日新笃行
增强型NMOS管工作原理动画演示
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第 3 章 器件设计技术
例1.
考虑一个nFET，其栅氧层的厚度为tox=12nm， 电子迁移率为n =540cm2/（v.s）。求每cm2的栅氧 化层电容及工艺因子K。如果将氧化层厚度降为 tox=8nm，则工艺因子K为多少，说明对器件有什 么影响。
34 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
第 3 章 器件设计技术
ASIC
Silicon
GaAs
Bipolar
MOS
Bipolar ……
FET Logic
ECL/CML
TTL
IIL
NMOS
PMOS
MNOS
CMOS
CMOS/SOS
HSMOS
Metal Gate CMOS
VMOS
明德博学 5 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
1、在双极型(Bipolar)集成电路：
应用：数字集成电路 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
3、 GaAs集成电路
优点：速度快；功耗低；工作温度高；抗辐射能力强 应用：高速集成电路 GaAs特点 电子迁移率高：通常比掺杂硅要高出6倍。 易进行离子注入：GaAs是一种化合物材料，很容易将硅 离子注入到GaAs中形成MESFET的源区与漏区，且由注 入深度决定 MESFET 的类型。注入深度在 500~1000 埃 时是增强型，而1000~2000埃时是耗尽型。 易实现集成，但一致性差：从工艺上讲GaAs的大规模集 成比较容易实现。GaAs工艺存在的问题是它的工艺一致 性差，成品率远远低于硅集成电路。 明德博学 8 日新笃行
uds
P
(d)沟道反型 层呈楔形 22 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
a. uds升高
S
– – +
G
+ D
id>0
N+
N+
uds
P
沟道变窄 反型层变窄 23 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
b. 当ugd =ugs-uds=Utn时 –
S (a) id达到最大值
+
+
G
–
D
id>0
第 3 章 器件设计技术
–
S
+ +
G
N沟道
id=0
–
D
N+
N+
P
Utn—开启电压 N沟道增强型MOS管，简称NMOS 21 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
3．当ugs > Utn ,uds>0时. –
S (a) 漏极电流id>0 uds增大，id增大。
+
–
+
G
D
id>0
N+
N+
(b) 沿沟道有电位梯度 (c)不同点的电场强 度不同,左高右低
变，由于沟道电阻Rc正比于沟道长度L，而Leff=L-L变化不大，
Rc基本不变。所以，Ids=(Vgs-Vtn)/Rc不变，即电流Ids基本保持 不变，出现饱和现象。 （4）当Vds增大到一定极限时，由于电压过高，晶体管被雪崩击 穿，电流急剧增加。 27 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
第 3 章 器件设计技术
（1）线性区：Vgs-Vtn>Vds
设：Vds沿沟道区线性分布
则：沟道平均电压等于Vds/2
由电磁场理论可知：Qc=εox EgWL 其中： Eg
(Vgs Vtn ) Vds / 2
t
ox
tox 为栅氧厚度 ε0为真空介电常数8.85410-14F/cm εox为二氧化硅的介电常数 εox=3.9 ε0 W 为栅的宽度 L 为栅的长度
按负载元件和驱动元件之间的关系：有比
反相器和无比反相器。
Vi
V0 驱 动 元 件
I ds
Vg s Vtn
2
n
35
明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
（3）截止区：Vgs-Vtn≤ 0
|Ids |
线性区
饱和区
|Vg5|
|Vg4|
|Vg3| |Vg2| |Vg1| Vgs-t<0
0
输出特性曲线
| Vds |
Ids=0
36
明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
射频功率电路
目前用于ASIC设计的主体是硅材料。但是，在 一些高速和超高速ASIC设计中采用了GaAs材料。 用GaAs材料制成的集成电路，可以大大提高电路 速度，但是由于目前GaAs工艺成品率较低等原因， 所以未能大量采用。
2014-11-25
明德博学 日新笃行 3
第 3 章 器件设计技术
1)可靠性高,材料的稳定性好，器件的可靠性高； 2)高温特性好，理论研究表明器件可以工作在 600℃以上，实 验研究 已 得 到 初 步 验 证 ； 3) 散 热 能 力 强 2014-11-25 明德博学 4 日新笃行
38 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
例3.考虑一个具有下列特性的n沟道MOSFET：
tox=10nm，μ n=520cm2/（V.s），（W/L）=8， Vtn=+0.7V。
（1）求器件导电因子β n （2）假设给nFET加上电压Vgs=2V和Vds=2V，求Ids。
（3）把Vds降到1.2V，Vgs保持不变，求此时Ids。
令：Cox=εox/tox 单位面积栅电容，单位F/cm2
K= Cox n
β n=K(W/L)
工艺因子，单位A/V2
导电因子 ——线性区的电压-电流方程
则：Ids=β n[(Vgs-Vtn)-Vds/2]Vds
当工艺一定时，K一定，βn与（W/L）有关。电子的平均传输时间
∝L² 。
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明德博学 日新笃行
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第 3 章 器件设计技术
第三节 MOS晶体管的直流特性
一、NMOS管的I~V特性
推导NMOS管的电流——电压关系式： 设：Vgs>Vtn，且Vgs保持不变， 则：沟道中产生感应电荷，根据电流的定义有：
I ds
栅下感应总电子电荷数 Qc 电子平均传输时间
26 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
Vgs<Vtn 晶体管截止
VgsVt n，设Vgs保持不变。
（1）当Vds=0时，S、D之间没有电流Ids=0。
（2）当Vds>0时，Ids由S流向D，Ids随Vds变化基本呈线性关系。
（3）当Vds>Vgs-Vtn时，沟道上的电压降（Vgs-Vtn）基本保持不
其中：
沟道长度L 电子运动速度V
30 明德博学 日新笃行
第 3 章 器件设计技术
V=n*Eds n为电子迁移率（cm²/V*s）
Eds=Vds/L 沟道水平方向场强
代入： V=（n*Vds）/L
代入：
L2 n Vd s
有了，关键是求Qc，需要分区讨论：
31 明德博学 日新笃行
（2）饱和区：Vgs-Vtn<Vds
S Vgs-Vtn Vds L D Vds-(Vgs-Vtn)
Vgs-Vtn不变，Vds增加的电压主要降在△L上，由于△LL，
电子移动速度主要由反型区的漂移运动决定。所以，将以 Vgs-Vtn取代线性区电流公式中的Vds得到饱和区的电流—电 压表达式： 2
id=0
N+