TI开关电源中的平均电流模式控制中文版V1ERIC2007
泰坦电源
系统可靠性
系统的拓扑结构应该是： 去掉任何单元不改变系统的拓扑结构 结构的重复性越高，则系统的可靠性越高。 其代价是: 成本高
系统可靠性 — 系统结构
监 视 单 元 监 视 单 元
汇流总线
模 块 单 元
模 块 单 元
模 块 单 元
模 块 单 元
接口总线
系统可靠性 — 远程监控
远程监控单元 主单元 对系统有主宰能力 它的失效或失控对系统的影响是巨大的
泰坦电源特点 — 系统结构
汇流总线 输出总线
电 源 模 块
电 源 模 块
电 源 模 块
负 载
负 载
负 载
电池总线 接口总线
电 池
电 池
泰坦电源特点 — 绝对可靠性考虑
假设每个单元都不可靠 假设各种不可靠都可能发生 针对这些假设、预先采取措施 失 效 → 备份 失 控 → 小单元 → 失控保护（可能导致全部一起关机） → 小单元大系统 开 路 → 备份 短 路 → 隔离措施 → 隔离失效模式：开路 → 隔离元件：熔断器、空气开关、（二极管） → 不少于3个模块单元 （自动排除故障） → 小单元大系统 （系统不失压） 总线故障 → 解列运行 监控单元 → 外挂结构 … …
本地不打雷，不证明本地设备不受雷击
甲地设备
乙地设备
防雷 — 电流大、时间短
电流大、时间短 → di/dt 大
di V L dt
V R I
任何一段导线的电感都不能忽略 任何一段导线的电阻都要考虑
输 入
压 敏
电 路
输 入
压 敏
电 路
防雷 — 普通压敏 不间断防雷
[课程]全桥DCDC变换器平均电流控制模式控制分析
![[课程]全桥DCDC变换器平均电流控制模式控制分析](https://img.taocdn.com/s3/m/b696a41b854769eae009581b6bd97f192279bf0c.png)
一种大电流输出的全桥DC/DC变换器平均电流控制模式控制分析2009年09月21日作者：王少坤来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳摘要：倍流整流电路能够降低变压器副边的电流，特别适合于大电流输出的应用。
本文分析和研究了平均电流模式控制策略在带有倍流整流电路的大电流输出全桥DC/DC变换器中的应用。
并进行了仿真和实验。
关键词：DC/DC变换器；电流控制；倍流整流Abstract: The two inductor rectifier circuit offers reduced secondary side current rating and is most suitable for high current applications. The paper analysis of average current mode Control on a high current output FB DC/DC Converter with two inductor rectifier circuit. Simulations and experiments ensure the rightness of the method.Key Words: FB DC/DC Converter; Current-mode Control; Compensation Network0 引言相比电压控制模式控制，电流控制模式通过对电感电流的相位补偿，大大改善了电源的动态响应和并联特性。
倍流整流（CDR）能够降低变压器副边的电流，减少其损耗；同时它有两个输出滤波电感，流经每个电感的电流只有负载电流的一半，输出滤波电感的损耗也小，特别适用于现今越来越多的需要大电流输出的场合。
本文对一种带倍流整流电路的全桥DC/DC变换器的平均电流模式控制进行了分析和仿真。
1 两种电流控制模式的优缺点比较电流控制模式有两种类型：峰值电流模式控制(PCMC)和平均电流模式控制(ACMC)。
单片开关电源工作模式的设定及反馈理论分析4页word文档
单片开关电源工作模式的设定及反馈理论分析时间：2011-02-17 14:54:56 来源：河北科技大学作者：沙占友，王书海，孟志永式中，IPRI为初级（PRIMARY）电流，它包含着峰值电流IP和脉动电流IR。
II是初级电流的初始值。
UDS(ON)是MOSFET的漏－源导通电压，tON为导通时间。
由于VD截止，初级与输出负载隔离，因此原来储存在C2上的电能就给负载供电，维持输出电压不变。
此时电能以磁场能量的形式储存在高频变压器内。
在TOPSwitch关断期间，高频变压器中的磁通量开始减小，并且次级绕组的感应电压极性发生变化，使得VD因正向偏置而导通。
储存在高频变压器中的能量就传输到输出电路，一方面给RL供电，另一方面还给C2重新充电。
次级电流就从初始值按下式衰减：式中，IS为次级(SECONDARY)电流，IPNP／NS为次级电流的初始值。
IP为初级电流在TOPSwitch导通结束前的峰值。
UF1为输出整流管VD的正向导通压降。
tOFF是TOPSwitch的关断时间。
在TOPSwitch关断期间，如次级电流IS衰减到零，输出电流就由C2来提供。
TOPSwitch有两种工作方式，这取决于关断期间最后的IS值。
若在关断期间IS衰减到零，就工作在不连续方式。
若IS的衰减结果仍大于零，则工作在连续模式。
2.2实际情况下两种工作模式的反馈原理在理想情况下，不考虑反馈电路中寄生元件（分布电容和泄漏电感）的影响。
但实际情况下必须考虑分布电容和泄漏电感的影响，因此在工作波形中存在尖峰电压和尖峰电流。
1）实际不连续模式的反馈原理实际不连续模式的工作波形及简化电路原理如图3所示。
由图3（b）可见，在不连续模式下每个开关周期被划分成3个阶段。
另外，在实际电路中还存在着3个寄生元件：初级绕组的漏感LP0，次级绕组的漏感LS0，分布电容CD。
其中，CD是TOPSwitch的输出电容COSS与高频变压器初级绕组的分布电容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。
电源功率平均电流控制法
电源功率平均电流控制法图1（a）所示是用平均电流控制的Bcost PFC 电路原理图。
平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流环（内环）以调节输出电流的，并且仅以输出电压、误差放大信号为基准电流。
现在将平均电流法应用于功率因数校正，以输入整流电压μdc 和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准；并且电流环调节输人电流平均值，便与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。
输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，具高频分量（如100 kHz）的变化，通过电流误差放大器CA 被平均化处理。
放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管V 驱动信号，并决定了其应有的占空比。
由于是电流误差被迅速而精确地校正。
由于电流环有较高的增益一带宽（Gain－Bandwidth），使跟踪误差产生的畸变小于1％。
容易实现接近于1 的功率因数。
图1 平均电流控制的Boost PFC 转换器图1（b）所示为平均电流控制时电感电流的波形，图中实线为电感电流，虚线为平均电流。
平均电流控制法的特点是：工频电流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰值更高。
THD 很小；对噪声不敏感；电感电流峰值与平均值之间的误差小；平均电流控制原则上可以用于任意电路、检测任意支路的电流平均值；除了可以用于Bccst PFC 转换器检测输人电流外，也可以用于Buck、Flyback PFC 转换器，以检测输人电流；或检测Boost、Flyback PFC 转换器的输出电流等。
并且CCM 和DCM 两种工作模式都可以应用。
tips:感谢大家的阅读，本文由我司收集整编。
仅供参阅！。
op07中文资料 清晰版
-
Input Offset Current 输入失调电流 0℃≤Tamb≤ +70
Iio
-
℃
Unit Value 数值
单位
±22
V
±30
V
±22
V
-40 to +105 ℃
-65 to +150 ℃
典型 60
Unit 最大
单位
150 μV
250
0.4
2 μV/Mo
0.5 1.8 μV/℃
0.8 6 8 nA
为偏置平衡调零端2为反向输入端3为正向输入端4接地5为输出7接电源op07内部电路图absolutemaximumratings最大额定值symbol符号parameter参数value数值unit单位vccsupplyvoltage电源电压22viddifferentialinputvoltage差分输入电压30viinputvoltage输入电压22toperoperatingtemperature工作温度40tstgstoragetemperature贮藏温度65电气特性虚拟通道连接25除非另有说明symbol符号parameter参数及测试条件最小典型最大unit单位vioinputoffsetvoltage输入失调电压060150250longterminputoffsetvoltagestabilitynotevmodvioinputoffsetvoltagedrift输入失调电压漂移0518iioinputoffsetcurrent输入失调电流0tamb70nadiioinputoffsetcurrentdrift输入失调电流漂移1550paiibinputbiascurrent输入偏置电流0tambnadiibinputbiascurrentdrift输入偏置电流漂移1550paroopenloopoutputresistance开环输出电阻riddifferentialinputresistance差分输入电阻riccommonmodeinputresistance共模输入电阻vicminputcommonmodevoltagerange输入共模电压范围701313135cmrcommonmoderejectionratiovivicmmin共模抑7010097120dbsvrsupplyvoltagerejectionratio电源电压抑制比vcc3to18v709086104dbavdlargesignalvoltagegain号电压增益vcc15rl2kvo10v1204001051003vrl05v100400voppoutputvoltageswing输出电压摆幅rl10k1213rl2k115128rl1k1270rl2k11srslewrate转换率rl2kclgbpgainbandwidthproduct带宽增益rl2kclmhziccsupplycurrentload电源电流无
Equation Chapter 1 Section 1三相 VIENNA整流器及其平均电流控制
Equation Chapter 1 Section 1三相VIENNA整流器及其平均电流控制摘要：在各类电力电子设备中，整流器被最先应用于工业和民用领域。
本文首先简单介绍了三相VIENNA电路的工作原理，并选取了一个典型区间对电路的各个工作状态和电流走向进行了详细的描述，在此基础上提出了电路的开关函数，并在simulink环境下的仿真实现了VIENNA整流器的平均电流控制。
关键词：VIENNA整流器，CCM，平均电流控制引言电力能源是世界工业化加速的主推进力量。
电力电子设备在提高用电效率，减少电能损耗方面发挥着举足轻重的作用。
但落后的电力电子设备由于其非线性的负载特性会给电网带来谐波污染和无功损耗，降低电能质量，甚至影响电网上其他用电设备的正常使用。
在众多电力电子设备中，整流器对电网的谐波影响尤为严重，目前治理谐波污染主要有两种方法：一种是在整流器旁路增加谐波补偿装置，利用控制技术将网侧电流补偿为与电网电压同相且无畸变的正弦电流；另一种是功率因数校正（PFC）的方法，它需要结合一定的控制策略来实现，控制的目标是将整流器负载端校正为纯阻性，使电感电流跟踪输入电压，减小波形畸变，从而提高电网输入端的功率因数。
功率因数校正又可以细分为两类：一类为被动的方式，即无源功率因数校正（PPFC），另一类为主动的方式，即有源功率因数校正（APFC）,一般来说，APFC的控制比较复杂，但校正效果更明显，应用也更宽泛。
本文就针对应用于中大功率场合的三相功率因数校正整流器——VIENNA整流器进行研究，使之达到功率因数校正的目的。
2.三相VIENNA整流器参考单相BOOST-PFC电路的工作原理，三相VIENNA整流器每相有一个开关管，通过PWM信号进行控制，每相的两个二极管用于输入工频正弦电流过零点时进行换流，实现电感的续流。
三相VIENNA电路有多种工作模式，本章分析的电路模型如图1所示。
图1 三相VIENNA整流器电路图对于三相VIENNA整流器，每个开关管分别有导通和关断两种状态，而三个开关管则决定了电路将工作在8种不同的状态。
外文译文
目录
1 阻抗分析-概述.....................................................1-1 2 入门................................................................2-1 2.1 拆包................................................. ..........2-1 3 使用 IAI ............................................... ............3-1 3.1 分流选择................................................ .......3-3 3.2 选择测试条件....................................................3-6 4 连接到 DUT ..........................................................4-1 4.1 开尔文导致................................................ .....4-1 4.2 高频夹具........................................................4-2 4.3 直接连接到 BNC ..................................................4-3 4.4 定制夹具................................................ .......4-4 5 补偿................................................................5-1 5.1 短路补偿........................................................5-2 5.2 开路补偿........................................................5-3 5.3 参考负载补偿....................................................5-4 6 校准................................................................6-1 7 规格................................................. .... .........7-1 附录 附录 A 附录 B 配件 联系方式
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2Rockwell Automation 出版品 PFLEX-SG002P-ZC-P - 2022 年10 月PowerFlex 低壓變頻器產品選型指南內容最新消息擴大 TotalFORCE 技術的使用修訂版 11 韌體版本•支援氣冷式 PowerFlex® 755TS 變頻器-框架 1 7，400V/480V-預測維護有助於避免意外停機時間-支援 TotalFORCE® 電力供應選項卡，在三相電源斷電時保持控制和通訊作用-扭矩準確度模組 (框架 2...7) - 改善捲繞機、拆捲機與測試台等敏感應用的扭矩準確度-動態煞車功能 - 釋放過量的直流匯流排能量⽽不需將其送回主電源-額外的停止模式 - 用於在不將過多的再⽣能量送回直流匯流排時進⾏減速•支援250Hp 額定值的氣冷式框架6PowerFlex 755TL、755TM 與755TR •安全擦除有助於保護客戶的知識產權•用於進⾏ PowerFlex 755TL、755TM 與 755TR 變頻器故障檢測的電源轉入式故障與警示資訊參數PowerFlex 755TS 交流變頻器PowerFlex 755TS 變頻器是結合 TotalFORCE 技術的傳統六脈衝變頻器。
在此之前，TotalFORCE 僅能在採用主動式前端技術的 PowerFlex 755T 變頻器中使用，⽽現在應用範圍更加廣泛。
其中包括⾵扇、幫浦與輸送帶應用，以及更進階的馬達控制製程，⽽這些製程需要專用變頻器解決方案中常⾒的⾼效能功能。
PowerFlex 755TS 採用三種主要方式，為幾乎所有的馬達控制應用提供簡化且一致的使用者體驗：•彈性、⾼效能的控制•即時營運智慧與預測維護•在 Studio 5000® 設計環境中可輕鬆進⾏設定、整合和視覺化PowerFlex 755TM 變頻器的非再生電源在不需要再⽣與低諧波時，提供適合共用匯流排之節省空間、具成本效益的解決方案。
常见开关电源参数设置手册
常见开关电源参数设置手册目录一. 艾默生开关电源系列 ....................系列监控模块 .......................监控模块参数设置 ......................二. 动力源开关电源参数设置 ..................DKD31监控模块参数设置...................DKD51型系统控制操作与参数设置............... 三. 中兴通讯开关电源参数设置 ................开关电源CSL监控模块设置.................四. 中达电通开关电源参数设置 ................开关电源监控参数设置 ...................五. 珠江开关电源参数设置 ..................CU2000H监控模块参数设置.................六. 普天洲际开关电源参数设置 ................洲际DK04C监控模块参数 ...................一.艾默生开关电源系列系列监控模块1.电池参数（基本参数）设置方法：2.下电保护参数设置方法：3.电池充电参数设置方法：4.电池参数（电池测试参数）设置方法:5.电池参数（温补参数）设置方法：6.系统参数设置方法：7.通信参数设置方法监控模块参数设置1.模块启动说明2.直流参数：设置3.系统管理：电池管理4.系统管理：控制5.系统管理：其它.动力源开关电源参数设置DKD31监控模块参数设置DUM-48/50H 系统人机界面由显示屏、指示灯和键盘三部分组成，显示屏为 中文液晶显示，指示灯分红、绿色，键盘采用4键式，图7-1是DKD31显示屏、 操作键示意图。
控制器的4个操作键，在不同正面平视界面，4个操作键呈左右上下排位。
在界面显示屏菜单中有一组非 黑色字体，以下简称“高亮字”，其余为黑体字，任何界面查询或参数设置均需 将被查询或设置菜单调成“高亮字”，再按确认键才能翻开被查询页或进行参数 调整与系统控制。
SM-2007 中文说明书[1]
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金赛讯（天津）电子技术有限公司SM-2007数字场强仪使用手册频率测量范围:5-870MHz第一次使用本产品的用户请仔细阅读本使用手册。
如有何需要，请向生产商查询。
目录一、SM-2007数字场强仪概述 (3)二、面板功能 (4)三、详细操作指南 (6)1、开机 (6)2、频道测量功能 (7)3、斜率测量功能 (9)4、频道极限扫描功能 (10)5、频谱扫描功能 (13)6、载噪比测量功能 (14)7、干线电压测量功能 (14)8、仪器基础参数设置功能 (15)四、仪器供电电源 (25)五、技术资料 (26)一、SM-2007数字场强仪概述该产品是我公司最新研发的用于有线电视数字网改造的测量仪器。
其主要功能为测量QAM数字信号及模拟信号。
可测量项目包括：平均功率测量，MER测量，BER测量，星座图显示，频道测量，斜率测量，频道极限扫描测量，频谱扫描，载噪比测量，干线电压测量等功能。
根据使用场合的不同作相对应的选择。
内部处理芯片采用目前国际上最先进的测试仪器专用微处理器，具有功能全、处理速度快、静态耗电量极低、体积小和可靠性高等特点，外围电路根据相应功能使用专用集成块设计。
外观采取人体力学原理，可单手握紧并操作。
二、面板功能仪器简图图1-1 仪器面板说明见图1-1(1) 射频输入口(RF INPUT)：此接头是可更换的，根据用户需要可更换成BNC型或F型。
(2) LCD图形显示器：根据所选择的功能显示所测量的各种参数，带有LED背景光源，而显示对比度由仪器根据环境自动调节。
(3) 功能软键：由F1 -- F4四键组成，随LCD显示界面内容不同而具有不同的功能。
(4) 导向键：由上下左右箭头组成，方便您选择相应的选项。
(5) 数字键：由0-9十个数字和[•]、[+/−]组成，方便完成各项数据的输入。
在主界面下，数字键功能如下：1：频道测量2：斜率测量3：频道极限扫描测量4：频谱扫描5：载噪比测量6：干线电压测量7：仪器基础参数设置(6) 电源开关键(7) 确认键(ENTER)(8) 删除键(C/S)(9) 频道极限扫描测量键(10) 参数设置键(11) 充电插孔(12) 充电指示灯三、详细操作指南1、开机按动电源开关键[POWER]，开机显示公司名称、仪器型号及出厂序号，随后自动进入仪器主界面，如图2-1所示。
一种新颖的llc变换器平均电流控制方法
(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 2 U W 0 ，China) Abstract ：Traditional LLC converters usually use low-pass filter to obtain average current information when applying average current control.The low-pass filters limit the bandwidth and dynamic performance of the control loop. A method based on resettable integrator has been proposed to detect and control the average current cycle-by-cycle.The accuracy of the proposed current detection method and the improvement of the frequency characteristics of the con verter by the average current control are verified by simulation.An experimental prototype of 4.9 kW LLC converter is built and the experimental results show that the proposed average current control method of LLC converter based on resettable integrator has significantly improved the dynamic performance of the converter. Keywords ：converter ；average current control ；resettable integrator
buck电路输入电流平均值 -回复
buck电路输入电流平均值-回复什么是buck电路？Buck电路是一种基本的DC-DC电源转换器，用于将输入电压转换为较低的输出电压。
它是许多电子设备和系统中经常使用的一种电源管理技术。
Buck电路输入电流平均值的计算要计算Buck电路输入电流的平均值，我们首先需要了解Buck电路的工作原理。
Buck电路由一个功率开关（通常是MOSFET）和一个电感组成。
当功率开关关闭时，电感中的电流增加，而当功率开关打开时，电感中的电流减小。
通过控制功率开关的开关周期和占空比，我们可以调整输出电压和输出电流的波形。
在Buck电路的理想情况下，输入电流的平均值等于输出电流的平均值。
这是因为在理想情况下，功率开关的开关周期内电感中的电流不发生变化，输出电流的平均值也不会发生变化。
然而，在实际应用中，Buck电路存在一些损耗因素，例如开关的导通损耗、开关的开启损耗和电感的内阻等。
因此，为了精确计算Buck电路的输入电流平均值，我们需要考虑这些损耗因素。
计算Buck电路输入电流平均值的步骤如下：步骤1：确定输入电流波形首先，我们需要确定Buck电路的输入电流波形。
输入电流波形取决于功率开关的开关周期和占空比。
在理想情况下，输入电流波形为一个不变的直流电流。
然而，在实际应用中，输入电流波形可能会有一些纹波，这取决于Buck电路的设计和工作条件。
步骤2：确定输出电流波形根据输入电流波形，我们可以确定Buck电路的输出电流波形。
输出电流波形可以通过测量负载电流来获得，或者可以通过使用理论模型来计算。
步骤3：考虑损耗因素如前所述，为了精确计算Buck电路的输入电流平均值，我们还需要考虑损耗因素。
这些损耗因素包括功率开关的导通损耗、开关的开启损耗和电感的内阻等。
我们可以通过测量这些损耗因素来获得或使用厂商提供的数据。
步骤4：计算平均值根据输入电流波形、输出电流波形和损耗因素，我们可以计算Buck电路输入电流的平均值。
平均值的计算方法可以通过对输入电流波形的积分来获得。
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TI slua079 Average current mode control of switching power suppliesby Lloyd Dixon版本日期译者Email 备注1.0 2014/07/12 Eric Wen 文天祥eric.wen.tx@ 初始版本开关电源中的平均电流模式控制关键词：电流模式控制, 平均电流模式控制, 峰值电流模式控制摘要:在开关电源中,电流模式控制(CMC)是通过检测及控制电感电流峰值来实现.但是这样会导致一些严重的问题,如容易受噪声干扰,需要斜坡补偿,并且峰值-平均电流之间的误差不能修正(因为其固有的低电流带宽增益).平均电流模式控制则可以消除以上问题,它通过控制电流(而非电感上的电流)来实现,这样的话极大拓宽了其应用范围.绪论如图1所示,(峰值)电流模式控制是一个双环控制系统.电源的电感是被’隐藏’在电流内环之中.这样可以简化了电压外环的设计并同时带来了一些性能的提高.如:良好的动态响应等.电流内环的主要是目标是控制电感的状态空间平均电流,但是在实际中,却是控制电感的瞬时峰值电流.(在开关管通时,开关电流等于电感电流).如果电感电流纹波较小,此时峰值电流模式控制与平均电感电流控制模式等效.图1 峰值电流模式控制电路及其波形在传统的开关电源中,如果是采用BUCK及其衍生拓扑的话,电感位于输出侧.电流模式控制实际即为输出电流控制.这样就带了一些性能上的好处.同时另一方面,在用于PFC的预调节的BOOST电路中,电感位于输入端,电流模式控制即控制输入电流,这样可以方便地实现输入电流正弦波控制(即PFC功能).峰值电流模式控制产生的问题对噪声敏感.此方法是通过电压外环设定的基准电流值,.当电感电流瞬间值达到预设值时,关断开关管.与预定的电流水平相比,电流斜坡是相对来说很小的.特别是当输入电压Vin是低压的时候.这样的结果是:这种控制方法极易受噪声影响.而在开关管每个导通期间都会产生一个噪声尖峰.部分噪声电压耦合进入控制回路并立即关掉开关管,这样就会导致出现次谐振工作模式(纹波很大).所以对于此种控制方法,PCB Layout及旁边设计至关重要.需要斜坡补偿.当占空比大于0.5时,峰值电流模式天然存在不稳定性,这样会导致次谐波振荡.需要在比较器输入端加入一斜坡补偿(此斜坡/率等于电感电流下降斜率)来消除此种不稳定性.对于BUCK而言,电流下降的斜率为V o/L(V o为常数),所以斜坡补偿度是固定的而且可以计算出来,只是增加了设计的复杂度而已.但是对于高功率因数的BOOST电路,电感下降斜率为(Vin-V o)/L 因此需要补偿的量是随着输入电压变化的,并且变量化是相对比较大的(因为输入电压跟随整流正弦电压).如果采用一个固定的斜率补偿(这个补偿足够多),很多情况下有可能导致过补偿,带来的后果就是性能降低并增加(电流)畸变.峰值与平均电流之间的误差.在传统的BUCK变换器中,这个误差一般不会导致什么十分严重的问题.这是因为电感电流纹波相对于满载时电感平均电流而言比较小,同时电压外环控制也可以消除这种误差.在高功率功率BOOST电路中,这个误差则是十分可怕的.因为它对导致输入电流的畸变.当峰值电流跟随理想的正弦电流时,平均电流则不同.峰值-平均的误差在低电流时更糟糕,特别是在每个输入电流过零时(此时电流变成不连续状态).为了实现较低的电流畸变,峰值-平均之间的电流误差必须越小越好,这样需要一个很大的电感来平滑电流.这个大电感又会让电感电流斜率变得缓慢进一步恶化原来脆弱的抗噪声干扰能力.拓扑问题.传统的峰值电流模式控制实际上是控制电感电流,当它用于类BUCK拓扑时(输出电流即为电感电流)最为有效.对于反激或是BOOST拓扑而言,电感并不是位于输出端而位于输入端,如果采用峰值电流模式控制,实际是一个”错误的”电流控制,这样峰值电流模式控制的优势就消失殆尽.同样的,BOOST电路由于电感位于输入端,这样就可以用来控制输入电流以实现高功率因数.但是BUCK/反激则不能够这样控制,因为电感不在输入侧(这样也会导致’错误的’电流控制).平均电流模式控制峰值电流模式控制是直接比较实际电感电流与设计的电流值(通过电压外环设定),由于这个电流内环增益很低所以并不会十分准确.参考图2,平均电流模式控制可以克服这些缺点,它是通过在电流环里引入一个高增益的集成电流运放来实现.采样电阻Rs上的电压反映出真实的电感电流, 这个差异(或是说电流误差) 通过放大并与一个幅值很大的锯齿波相比较.电流环的增益宽带可以通过优化电流误差放大器周边的补偿网络来实现最佳性能.与峰值电流模式相比,电流环的增益穿越频率fc可以近似相同,但是在低频下平均模式的增益远远大于峰值电流模式.结果是:1.平均电流是与设定电流精确跟随.这对于功率因数校正电流特别重要, 可以使用一个相对小的电感并可以减少3%的谐波失真.实际上, 当变换器进入断续工作模式(此时电流/功率小),此时平均电流模式仍然工作良好.外环电压控制回路是对这种模式的改变是不知道的.2.不再需要斜率补偿,但是由于需要保证稳定性,在开关频率处限制了环路增益.3.抗噪声能力强.当时钟信号开通开关管时,振荡器斜率马上降低到最小值,电压总是远离PWM输入的电流误差值(二个电压值不在同一水平位置).4.平均电流模式控制能够用来感应并控制任何地方的电流.所以它能广泛用于buck/boost/flyback拓扑.图2 平均电流模式控制及波形最优环路设计开关频率处的增益限制:如果PWM输入端二个信号斜率不是关联得当的话,所有开关电源都会呈现出次谐波振荡.峰值电流模式控制下,斜坡补偿可以预防这种不稳定性.平均电流模式控制有类似的问题,但是有更好的解决方案.振荡器斜坡能够有效地产生大量斜坡补偿.对于单极点系统其一个补偿判据是:放大后的电感电流下降斜率不能超过振荡器斜率(这二个信号在PWM的输入端).这个判定标准给开关频率处的电流放大器增益设定了一个上限值,也间接地设定了在交越频率fc处的最大电流环路增益.这是在平均电流模式控制环优化设计中必须首先要考虑的问题.在接下来的例子中,我们假设功率电路级设计完成了,只留下电流误差补偿需要设计.例1: BUCK电路输出电流图2中的简单的BUCK电路的参数如下:CFP暂时忽略掉,零点RFCFZ是远低于开关频率.在接近开关频率时,运放的增益曲线是平坦的.整个电流环只有一个有效极点(来自于电感).电感电流通过Rs采样得到(后面会讲到如何来实现这采样).电感电流波形(包括锯齿波纹波分量)经过运放放大并反向加在比较器输入端.电流电流下降斜率(当开关管关断时)变成了上升斜率,如图2所示.为了避免次谐波振荡,开关管关掉时间内:运放输出斜率必须不能超过振荡器的爬升斜率.如图2所示,运放CA的输出斜率是远小于振荡器的上升斜率,这即表明运放补偿设计离最优化设计还差一点点.斜率计算：Vs是振荡器电压峰峰值,Ts与fs是周期及开关频率.电感电流下降率是通过采样电阻Rs转换成电压并通过运放放大Gca倍.这个值等于等于振荡器的斜率,并决定了误差放大器在开关频率处的增益.设Vs: 5Vp-p,在开关频率处的最大增益为25(或是28db).可以通过设定Rf/RI=25来实现电流误差放大器在fs处的增益设定.小信号下控制到输出的增益选择由下式决定(对于BUCK而言):系统总的电流环开环增益通过1/2式决定,让其值为1(这也即为交越频率处的开环增益):通过1式设定运放的增益，可以保证交越频率永远不会低于系统开关频率的1/6.(这个结果与Middle-brook提出的带斜坡补偿峰值电流模式控制一致).在本例中,交越频率fc=20K(当输入电压Vin=15V,占空比D=0.8时), fc=40K(当输入电压Vin=30V,占空比D=0.4时).如果误差放大器的增益曲线是比较平坦,这时相位裕量在交越频率处将是90度---这远远超出实际需要的裕量,并且增益在低频时并不会比峰值电流模式控制好很多.但是零点RfCfz位于10KHZ,小于最小交越频率,相位裕量减少到63度,同时显著地拓宽了低频增益.(此时积分增益为250K/f).正是由于这个特性,电流环能够快速准确地跟踪平均电流.甚至当比较器实际关掉开关管时,如果达到了电感峰值电流时,这个峰值电流仍可以通过电流放大器可以保证平均电流准确.图3显示了在输入电压30V时满载情况下PWM输入引脚电压以及电感电流启动波形.注意到因为运放增益是按方程1做了最优化设计,所以电感电流下降斜率与振荡器上升斜率相一致.同时,如果运放增益进一步增加的话,不仅仅关断时间斜率会超过振荡器的上升斜率,而且正向偏移也会达到运放的限值,这会对波形进行钳位或是截断.图3 buck变换器波形,最优化增益设计极点RfCfpCfz/(Cfp+Cfz)设定在开关频率处(100KHz).这极点其中的一个作用是用来消除叠加在电流波形上的尖峰噪声,而这些尖峰恰好是峰值电流模式控制的天故.同时锯齿波运放的输出波形同样降低了,特别是高次谐波,同时发生了相移,如图4所示.这零极点对(100KHZ的极点及10KHZ的零点)减少在交越频率处的相位裕量,使其达到45度(这是一个可以接受的相位裕量),如图5所示.图4 BUCK变换器(开关频率处的额外极点)图5 BUCK 变换器波特图由100KHZ 极点导致的运放波形幅值及斜率降低---意味着运放增益可能会超过方程1的最大值.但是注意方程1仅在单极点响应(开关频率fs 处)系统中有效,由于Cfp 的存在导致系统中存在二个有效极点.实验证明,增加运放的增益可能会产生次谐波振荡.断续操作模式. 当负载电流Io 变得很小的时候,电感电流会变成不连续.电流在连续与断续的边界值为：最差工况发生在最大输入电压情况下,此时纹波电流是最大.在本例中,边界值为Io=IL=0.2A,此时输入电压Vin=15V ,Io=0.6A 时输入电压为Vin=30V.在断续工作模式下,如果低于临界模式时,改变输出电流需要较大的占空比变化.换句话说,功率级增益会突然变得很低.同时,连续模式下单极点的90度相位延时特性消失了,所以电路增益曲线是平坦地并且与频率无关.电流环变得更为稳定,但是响应较为缓慢了.在峰值电流模式控制下，如果工作于断续工作模式下，峰值与平均电流之间的误差变得巨大不可以接受.但是平均电流模式控制下,电流误差放大器的高增益特性可以容易地提供大范围的占空比变化来适配负载电流,因此可以维护良好的平均电流调节.参考图2,当电流环为闭环时,在频率低于开关频率fs 时,采样电阻Rs 上的电压Vrs 与设定参考电流值Vcp(来于电压误差放器).电流内环闭环跨导是电压外环的一部分：闭环跨导在开环交越频率fc处(原文上写的是fs,似乎应该为fc)下降并呈现出单极点特性.实例2 Boost调节器输入电流图6所示为1KW离线式BOOST预调节器工作参数如下:在最小输入电压Vin最大输入电流时对应的功率为1080W.输入工频线电流最大值(17A)必须通过设计与电流参考信号限值一致.100KHZ时通过开关管及整流管的最大峰值电流为17A并加上电感电流纹波的一半:图6 Boost预调节器电路当开关管关断时电感电流下降:电感电流下降斜率(V o-Vin)/L最差工况发生在: Vin=Vmin (原文貌似没写清楚)振荡器上升斜率: Vs/Ts=Vs*fs以下求出最大增益:注意式6是与BUCK变换器式1是完全一致的.代入本例得到最大增益Gca=6.58,实际电路中通过Rf/Ri=6.58来设定此增益大小.电流环功率级的小信号增益:控制到输入的增益是(从运放的输出端Vca到采样电阻电压Vrs):同时注意到7式与1式的buck变换器基本上相一致,除了增益是与输出电压V o有关外(V o是常数),1式中是与Vin相关.电流环总的环路增益可以通过6/7式建立,并将其设定为1用来求解交越频率fc:从6式可以得到运放增益的最大值,电流环的交越频率即设定为开关频率的1/6处(16.7KHZ).如前所述,如果一个误差放器的增益是比较平坦的,那么在交越频率处的相位裕度为90度, 这是远远大于实际需要的.所以零点RfCfz设定在最小交越频率的1/2处.即8.33KHZ.这样可以提供一个积分增益为55K/f低频升压变换器(有点不对?).极点RfCfpCfz/(Cfp+Cfz)设定在6倍零点频率(50KHZ)处以消除尖峰噪声.这样,8.33KHZ的零点加上50KHZ的频率一起得到一个40度的相位裕量(在交越频率fc处).启动波形如图7所示,波特图如图8.图7 Boost调节器波形图8 Boost调节器波特图返回看图6,当电流环闭合时,采样电阻电压等于参考电阻上的电压Vrcp.本例中,参考电流源为Icp,电流闭环的电流增益为:闭环电流增益在开环交越频率fc处(原文上写的是fs,似乎应该为fc)下降并呈现出单极点特性.在高功率等级的应用中,电流是跟随着整流母线电压.由于整流后的电压及电流在过零点时会达到尖峰值,此时电感电流变得不连续.即断续工作模式会出现在一个工频周期的一小部分时间.特别是在输入电压高/输入电流最小时或是轻载时.如果是峰值电流模式控制,断续的电感电流会导致比较大的峰值电流-平均电流误差,这样就需要一个较大的电感量来平滑电感电流纹波并且让模式转换处于轻载场合.然而,采用平均电流模式控制可以有效地消除峰值与平均值之间的误差.可以采用小的电感,这样可以实现低成本,小体积,重量轻并同时提高了电流环的带宽.。