基于UC3845的横机专用输出大功率开关电源

基于UC3845的横机专用4路输出大功率
开关电源
目录
一横机专用开关电源背景
二横机专用开关电源系统级分析
2.1技术指标
2.2拓扑结构
2.21反激式开关电源
2.22正激式开关电源
2.3工作模式
2.31DCM模式
2.32CCM模式
2.4系统框架
三横机专用开关电源电路级设计
3.1主回路
3.11输入保护电路
3.12降功耗的EMI滤波电路
3.13整流电路
3.14输出电路
3.2 13V辅助输出电路
3.21高频变压器
3.22钳位电路
3.23反馈电路
3.24控制电路
3.25输出电路
3.3 24V输出电路
3.31高频变压器
3.32钳位电路
3.33反馈电路
3.34控制电路
3.35输出电路
3.4 12V输出电路
3.41高频变压器
3.42钳位电路
3.43反馈电路
3.44控制电路
3.45输出电路
3.5 5V输出电路
3.51高频变压器
3.52钳位电路
3.53反馈电路
3.54控制电路
3.55输出电路
四实验
附录A电路原理图
附录B PCB和实物
一、横机电源背景
21 世纪是建设可持续发展的社会，提倡的是节约资源，提高能效，环境友好。

由于开关电源在体积、重量、功能和能耗等方面有显著优势，而且稳定性很高，因此它正广泛应用于通信、航天、家电等领域。

随着技术的发展，高功率密度、高变换效率、高可靠性、低污染己成为开关电源的发展方向。

本设计开关电源是为满足针织横机的供电需要，基于当前流行的单片集成开关电源芯片UC3845设计的一款四路集成电源。

该电源可靠性高、功率密度大、抗干扰能力、输出电压稳定，高效率、体积小等特点。

为用户节约了安装空间，方便了用户的安装使用，提高了人工的安装效率。

二、横机专用开关电源系统级分析
2.1 技术指标
四路集成电源技术指标
序号技术参数备注
1 电源输入：AC220V单相输入
A 误差范围175V ~ 275V
B 电源频率50Hz±10%
2 电源输出：V1：5V6A、V2：12V5A、V3：24V14.6A、V4：24V14.6A。

①5V电源输出(主电源)：
A 输出电压+5V 出厂调到5.2V
B 输出电流6A
C 电压调整率<1%
D 负载调整率<1%
E 纹波噪声（P-P值）100mVmax
②12V电源输出
A 输出电压12V 出厂调到12.10V
B 输出电流5A
C 电压调整率<1%
D 负载调整率<2%
E 纹波噪声（P-P值）200mVmax
③24V1电源输出
A 输出电压+24V（22-28可调）出厂调到24.5V
B 输出电流14.6A
C 电压调整率<2%
D 负载调整率<2%
E 纹波噪声（P-P值）350mVmax
④24V2电源输出
A 输出电压+24V （22-28可调）出厂调到24.5V
B 输出电流14.6A
C 电压调整率<2%
D 负载调整率<2%
E 纹波噪声（P-P值）350mVmax
3 效率(85%)min
2.2 拓扑结构
最基本的 DC-DC 变换电路拓扑有降压型（Buck ）变换器、升压型（Boost ）变换器、升降压型（Buck-Boost ）变换器三种[3]。

而这三种变换器和高频变压器组合在一起又可以衍生出正激式、反激式等变换器，由正激、反激变换器又可以衍生出推挽、半桥、全桥等变换器。

可以说 DC-DC 变换电路拓扑结构多种多样，这就需要我们在实际应用中根据不同的场合选择合适的电路拓扑结构，从而能使电源的性能达到最佳。

下面对几种主要的带变压隔离器的 DC-DC 变换电路拓扑做简要介绍。

2.2.1 单端正激式变换器
如图 2.1 所示，在 Buck 型变换器的开关管和续流二极管之间加入高频变压器就衍生为单端正激式变换器，其中高频变压器起到隔离输入和输出电路的作用。

之所以称之为正激变换器，是因为在开关管导通时，能量由输入端传送到输出端。

其高频变压器的铁芯只工作在磁化曲线第一象限，而且由于它是正激工作方式，本身不具有磁复位的功能，因此，为了能防止磁累积造成的磁饱和，需要添加磁复位电路。

V in
Q 1
D 1C 1
C R
L 1V O P 1
S 1
I P I S D2
图2.1 单端正激式变换器
工作原理：当 Q 导通时，依据 N1 和 N2 的同名端关系，能量由副边绕组传到输出端，当 Q 关断时，一方面电感 L 和续流二极管 VD2 构成回路继续对负载 R 供电，一方面通过 VD1 将磁芯剩余能量传回电源，完成磁复位。

正激变换器具有开关管峰值电流小，损耗小，输出纹波电压小等优点。

但是由于变压器是单向励磁的，利用率低。

多应用于中小功率场合。

2.2.2 单端反激式变换器
如图 2.2 所示，单端反激式变换器是在 Buck-Boost 变换器的基础上演变而来的。

与正激变换器不同的是，在开关管导通时，能量先储存，到开关管关断时，再向输出端提供能量。

因此高频变压器不仅起到电气隔离作用，还具有储能作用。

反激式变换器的高频变压器为保证在能量不完全传递的情况下磁芯不饱和，必须加入气隙，而且又要满足在二次侧电流不连续，即在能量没有完全传送的条件下稳定输出电压 Vout 的要求，也必须增加气隙来调整电感量，而随之带来的缺点就是在开关管关断时会引起电压尖峰，损害开关管，因此必要时要在电路中增加吸收电路。

V in
Q 1
D 1
C 1
C
R
L 1V O
P 1
S 1I P I S
图2.2 单端反激式变换器
工作原理：当 Q 导通时，由于 N1 和 N2 的同名端关系，VD1 承受反向电压截止，能量存在原边电感中，当 Q 关断时，N2 极性反转，VD1 导通，向负载 R 供电。

同时变压器磁芯也完成磁复位。

反激式变换器具有结构简单、成本低、驱动简单、可靠性高、适合多路输出等优点，多应用于 150W 以下的开关电源场合中。

2.3 工作模式
工作方式选取：反激式开关电源主要有连续工作模式（CCM ）和断续工作模式（DCM ）两种工作方式。

在 PWM 脉冲的作用下开关管导通，输入端电压加在变压器原边，原边绕组存储能量，当开关管关断时，变压器存储的能量开始流向负载，两者的区别就是若在下一
个脉冲到来之前，变压器存储的能量释放完毕，那么就是 DCM 模式，反之就是CCM 模式。

简单地说 DCM 就是能量完全传递，CCM 就是能量不完全传递。

其中 DCM 模式的优点是高频变压器较 CCM 模式体积小；且在反向电压出现前二极管电流就降为0，由 di/dt 可知，可以大大降低 EMI ，在本设计中采用的是 DCM 模式。

2.3.1 DCM 模式下相关参数的分析
DCM 模式下变换器主要波形如图2.3所示。

on T I N U /初级电压
S
T t
z T on T S
T z T t
t
/P I 初级电流/S I 次级电流0
0on T z T S
T
图2.3 DCM 模式下主要波形
图中，T on 为功率开关管导通结束时刻；T z 为次级电流发生断续时刻；T S 为功率开关管关断结束时刻，即工作周期；U IN 为初级输入电压；I P 为初级电感电流；I S 为次级电感电流。

功率开关管的最大占空比由最小输入电压和感应电压、功率开关管漏-源导通电压决定，一般u=85~265V 的宽范围交流输入条件下，感应电压的允许范围为90V~150V ，当u=110V ±15%时，可选感应电压为65V 。

max I m ()
100%OR
OR N in DS ON U D U U U =
⨯+-
由于反激式开关电源中高频变压器起到储能电感的作用，因此高频变压器可以类似于设计电感。

因此一次侧电感量L P 为
2
2O
P R P L I f
η=
初级电感平均电流为
max min
max
2P P AV I I I D +=
式中：I Pmin 为初级最小电流，I Pmax 为初级峰值电流，由于工作于DCM 模式，I Pmin=0。

m i n
O
AV IN P I U η=
将式(3)代入式(4)，可得初级峰值电流为
max max min
2O
P IN P I D U η=
初级有效电流为
max
max
3
PRMS P D I I = 初级电感线径为
1 1.13PRMS
I D J
=⨯
开关管截止时，功率器件承受的峰值电压为
max max P IN OR L U U U U =++
面积乘积法仍为选择磁芯的一种有效方法。

其表示磁芯有效截面积与窗口面积的乘积，根据计算的AP 值，即可查表找出所需磁芯的型号。

不连续模式时，磁芯面积乘积值的计算公式为
4w e 0.433(1)A A =
10O
w M P AP K DJB f
ηη+=⨯
式中：
K W 为窗口利用系数，一般取0.35； J 为电流密度，一般取400A/CM 2；
B M 为磁芯最大磁通密度，一般取0.25T ；
由于交流输入端电压不同，功率开关管占空比不同，一般初级匝数N P 可根据工频电压来计算
4
10IN P M U D N B f
⨯=
考虑到次级输出回路超快恢复二极管正向导通压降为0.8V ，可得变压器匝数比为
0.8
OR P
S O U N n N U =
=
+ 次级匝数N S 为
P S N N n
=
初级平均电流可用输出端负载来表示，则可写为
O
AV INmin P I U η=
初级峰值电流为
max max min
2O
P IN P I D U η=
次级峰值电流取决于初级峰值电流和初、次级的匝数比n ，可得
max max S P I nI =
次级有效电流为
max
max
1-3SRMS S D I I =
高频变压器输出端线径sm D 为
1.13
S R M S
sm I D J
=⨯ 功率开关管导通时，变压器初级电压感应到次级，次级二极管截止，二极管承受的峰值电压为
max
max IN S O
U U U n =
+
2.3.2 CCM 模式下相关参数的分析
CCM 模式下变换器主要波形如图2.4所示。

on T I N U /初级电压
S
T t
on
T S
T t
t
/P I 初级电流/S I 次级电流0
on
T S
T
图2.4 CCM 模式下主要波形
图中，T on 为功率开关管导通结束时刻；T S 为功率开关管关断结束时刻，即工作周期；U IN 为初级电压；I P 为初级电感电流；I S 为次级电感电流。

根据磁通平衡定律，MOSFET 导通期间磁通增加量等于截止期间磁通减小量，则
min
()max 1
()
max 2
0.8(1)IN S
O S
U D T N U D T N φφ+-∆=+=∆=-
则输出电压O U 表达式为
S
P
0.8O OR N U U N =
- 由于反激式开关电源中高频变压器起到储能电感的作用，因此高频变压器可以类似于设计电感。

因此一次侧电感量L P 为
2
2O
P R P L I f
η=
初级电感平均电流为
max min
max
2P P AV I I I D +=
式中：I Pmin 为初级最小电流，I Pmax 为初级峰值电流。

min O
AV IN P I U η=
将式(22)代入式(23)，可得初级峰值电流为
()max max min 11max
2(2-)10.5O AVG
P IN RP RP P I I D V K K D η=
=-⨯
max min
1max max
P P R
RP P P I I I K I I -=
=
为初级电流脉动系数，取值范围为0和1之间；在连续电
流模式时11RP K <；不连续模式时11RP K =。

初级有效电流为
21max 1max 13RP PRMS
RP P K I D K I ⎛⎫
=⨯-+⨯ ⎪⎝⎭
初级电感线径为
1 1.13PRMS
I D J
=⨯
开关管截止时，功率器件承受的峰值电压为
max max P IN OR L U U U U =++
式中，L U 为漏感产生的尖峰脉冲。

连续模式时，磁芯面积乘积值的计算公式为
4
10.433(1)10O
w M RP P AP K DJB K f ηη+=
⨯
由于输入端交流电压不同，功率开关管占空比不同，一般初级匝数N P 可根据工频电压
来计算
4
10IN P M U D N B f ⨯=
考虑到超快恢复二极管还有正向导通电压0.8V ，可得变压器匝数比为
max min max (1)(0.8)0.8
IN OR P
S O O D U U N n N D U U =
==
-++ 次级匝数N S 为
P S N N n
=
初级平均电流可用输出端负载来表示，则可写为
O
AV INmin
P I U η=
初级峰值电流为
()m a x m a x 10.5AV
P RP I I K
D =
-⨯
次级峰值电流取决于初级峰值电流和初、次级的匝数比n
max max S P I nI =
2RP K 是次级电流在占空比为max 1D -时的比例系数。

因此，次级有效电流SRMS I 为
()22max 2max 113RP SRMS RP S K I D K I ⎛⎫
=-⨯-+⨯ ⎪⎝⎭
高频变压器输出端线径sm D 为
1.13SRMS
sm I D J
=⨯
（其中J 值取经验值J =2-6(A/mm 2) )
功率开关管导通时，变压器初级电压感应到次级，次级二极管截止，二极管承受的峰值电压为
max
max IN S O U U U n
=
+ 2.4 系统框架
本设计的四路输出大功率开关电源，整体架构如图2.5所示。

主要包括输入保护电路、EMI 滤波电路、整流电路、输出电路；13V 辅助输出的RCD 钳位电路、变换器电路、辅助输出电路、反馈电路、控制电路；24V1、24V2、5V 、12V 输出的RCD 钳位电路、变换器电路、
辅助输出电路、反馈电路、控制电路。

输入保护电路
EMI 滤波电路整流电路
RCD 钳位电路变换器电路主输出电路反馈电路
控制电路
RCD 钳位电路
变换器电路
辅助输出电路
反馈电路
控制电路输出电路
图2.5 CCM 模式下主要波形
工作过程：工作过程分析：接入 220V 交流电 u i ；经过保护电路之后；进行 EMI 电磁滤波，滤除电源接入噪声和自身噪声干扰；桥式整流为 310V 左右的直流电压；通过反激式主变换电路进行电压变换，主电路包括高频变压器、RCD 钳位电路和功率开关管；经过变压器二次侧变换之后送至后级整流电路进行整流滤波；如输出滤波效果不明显，可增加后级滤波电路；在交流输入电压波动时，为了保证输出稳定，需要进行负反馈调节，从后级输出 U o 端进行采样，采样信号送至控制电路，经过取样、比较、放大等环节产生比率可调的脉冲信号来控制开关管作出相应调整，从而使输出稳定。

三 横机专用开关电源电路级设计
3.1 主回路
本研究所设计的横机专用开关电源主回路电路原理图如图3.1所示，主要包括输入保护电路、降功耗的EMI 滤波电路、整流电路、输出电路。

接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。

图3.1 主回路电路原理图
3.11 输入保护电路 （1）保险丝
稳定运行时，主回路电流
O INmin P 800
I ==5.38A U 0.85*175
η=
由于满载启动时，启动电流一般为2-3I ，因此选保险丝为15A 。

（2） 压敏电阻
标称电压：275V(AC)当交流输入电压为220V ±10%，常用10D471K （3） 防雷管
AC220V 电源口过压保护放电管常用 LT-B8G800L 。

（4） 限流电阻
由于继电器未通电时，13V 输出部分功率为8W ，主回路电流为
O INmin P 8
I ==0.0538A U 0.85*175
η=
起动电流为2-3I ，选用10W 51R 的线绕电阻。

3.12 降功耗的EMI 滤波电路 （1）EMI 滤波电路
C2 、C3构成共模电容，抑制中频范围内的谐振峰值；共模电感L 用来抑制1MHz 以下的低频和中频干扰；C1、C4构成串模，R1、R2为泄放电阻，选取2个1M 电阻，当交流电源断开时可将C4存的电荷泄放掉。

（2）继电器电路
选用JQC-3FF 12VDC ，工作电压范围为9V-14.4V 。

当13V 生成时，继电器导通，主回路不在经过限流电阻R3。

其中，D1（FR107）是在交流输入断电时，13V 形成回路，吸收电压余量。

3.13 整流电路 （1）整流桥 反向击穿电压
max 1.252 1.25*1.414*265468BR U u V ≥==
有效值电流
min 22*800
15.3cos 0.85*175*0.7
O BR P I A u ηϕ≥
==
平均电流
AV BR 0.65*9.945I I A ≥=
选用KBU 1510，其最大耐压为1000V ，最大平均耐流为15A ，符合要求。

3.14 输出滤波电路 （1）滤波电容
交流输入电压为220V 情况下的输出电容电压波形如图3.2所示。

图3.2 输出电容电压波形
通常取脉动电压为5%-10%左右。

滤波电容的储能应该大于输入能量
22Im 1
(2)12()2O min in C P C u V t f
η-≥-
式中， C t 为整流桥导通时间为3ms 。

Im in V 取282V 。

可求得： 900I C uF =
由于900uF 电容体积过大，且滤波效果不如3个并联的300uF 电容，因此选用3个300uF 铝电解电容。

（2）泄放电阻
其中R4、R5是交流输入中断时，C8、C9、C10的泄放电阻。

选取2个1M/0.25W 电阻。

3.2 13V 辅助输出电路
本文所设计的13V 辅助输出电路是反激式开端电源，其主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等，电路原理图如3.3所示。

接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。

图3.3 13V 辅助输出电路原理图
3.21 高频变压器的设计 （1）磁芯选择
10O P W =；i
13*0.77
P =200.5
O
P W
η
=
= 根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：EE16 磁芯材料：PC40，骨架：EE16PIN ：5+5卧式
（2）最大占空比
由于13V 输出电路是轻载电路，因此工作效率较低，假定效率为0.5，工作与DCM 模式最大占空比为
max 86
D =
0.3
86+210-10
= （3）初级线圈
a 初级平均电流
min 10
0.0950.5*210
O AV IN P I A
U η=
== b 初级峰值电流
max max 0.095
0.633(10.5)0.5*0.3
AV P RP I I A
K D =
==- c 初级电感
222210
=1488uH 0.50.63367k
O P R P L I f η⨯=
=⨯⨯ d 初级有效电流
max
max
=0.2A 3PRMS P D I I =
e 初级线径
1 1.130.2PRMS
I D mm J =⨯
=
取（J=6A/mm2）
初级电感线径选用公制螺线线径φ0.2mm 。

（4）初次级匝数 a 初级匝数
41090()
IN P M RP U D N B K f ⨯==匝
取U IN 为220V 交流输入，则D=0.22，一般取B M 为0.2T-0.3T 。

=61.2OR P S O U N n N U =
=+
b 次级线圈
_5=15P
S N N n
+=
匝
（5）次级线圈 a 次级峰值电流
max max =3.798A
S P I nI =
b 次级有效电流
max
max
1-=1.8A 3SRMS S D I I = c 次级线径
1.13=0.62mm SRMS
sm I D J =⨯
取（J=6A/mm 2）
次级电感线径选用公制螺线线径φ0.33*2mm 。

（6）绕制方法
绕组序号 绕线方向 线径（mm ） 匝数 电感 起绕脚 结束脚
N1 第1层（最
里） 0.2 45 1416UH 5 4 N2 第2层 0.18*2 15 1
2 N
3 第3层 0.18*2 15 6 7 9 10 N4
第4层
0.2
45
4
3
采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半（45匝）绕最里层即，一半(45匝)绕最外层，二次绕组（15匝）夹在中间层，有效减少漏感。

磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。

3.22 钳位电路设计
a 无源 RCD 钳位电路分析
当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。

当功率MOS 管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS 管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。

b 参数计算
定钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：
Cmax max max V 0.9DS in V V =- 其中计算漏源间电压的经验公式为：
max max (1.4*1.5*)20DS in OR V V V =++
将以上两式综合，得
Cmax V 142V = R 上消耗的功率为：
L=16uH
22Cmax Cmax 2V 2V 98R P R K P LI f
===，取100K 。

钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过
大，以免降低变压器效率。

通常取脉动电压 V 钳位电压的 5 %本设计取最大值为 15%，通过下式来确定
Cmax
Cmax V 0.99V C nF Rf
=
=∆，取102。

3.23 反馈电路的设计
根据S8050的datasheet 可知，三极管处于线性发大区时，CEO U =1V ，此时，BEO U =1V ，那么输出电压为13V ，Vfb=1V 。

3.24 控制电路
查看FSQ100数据手册可知。

供电电压范围为9V-20V ；反馈电压引脚Vfb 电压范围为0.5V-2.5V 。

图中，C710起到储能作用，由数据手册可知，选值为10uF-47uF ，这里选为22uF ，R705是泄放电阻，当交流输入中断时，泄放时间常熟一般小于1s ，R=30K,RC=0.66s 。

C712为高频滤波电容，R704泄放电阻。

3.25 输出电路 a 滤波电容 次级有效电流
max
max
1-=1.8A 3
SRMS S D I I = 纹波电流
22221.81 1.5ARMS SRMS AV I I I A =-=-=
选用两个220uF/10V 电容。

由经验公式可得电容的ESR 为
6
065*10147.5ESR R m C
-===Ω
则由ESR 引进的纹波电压
*221PP ARMS V I ESR mV ∆==
另外，加入一高频滤波电容C707，滤除高频噪声。

b 发光二极管
采用发光二极管检测输出。

其导通电流为1mA-10mA ，配上限流电阻R33(2K)。

导通电流为5mA 。

3.3 24V 输出电路
本文所设计的24V 输出电路是正激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。

接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。

3.3.1 高频变压器的设计 （1）磁芯选择
350
O P W =；i 2414.6
P =4120.85
O
P w
η
⨯=
= 根据输出功率与磁芯尺寸的关系，芯：EI40 磁芯，材料：PC40，骨架：EI40 PIN ：7+7卧
（2）最大占空比
取=0.85η，max D =0.42
min 175*1.2210IN U V ==，max 265*1.414375IN U V ==
（3）初次级线圈
a 初级线圈
初级输入电流为
P min max 350
4.67**210*0.42*0.85
o IN P I A U D η=
==
初级有效电流为 P max * 3.02RMS P I I D A ==
初级线圈线径为
1.13=1.14mm PRMS
sm I D J
=⨯
初级电感线径选用公制螺线线径φ0.54*2。

采样电阻
1
0.1781.2*S PM
R I ≤
=
一次电感
EI 型磁芯规格及参数
型号 A B C D E
F H
Ae (c ㎡) Le (cm) Ve (cm3) AL
nH/N2
µe EI16 16 — — 5 12.2 — 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575 EI19 20 — — 5.2 13.55 — 2.3 0.24 3.96 0.95 1400 1825 EI22
22 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400
2255 EI25 25.3 19 6.5 7 15.3 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962 EI28 28 18.6 7.5 11 16.5 12.0 3.5 0.86 4.82 4.145 4300 1960 EI30 30 19 11 11 21 16 5.5 1.11 5.80 6.44 4750 1984 EI33 33 — — 13 23.5 — 9.7 1.185 6.75 8.00 4450 2030 EI35 35 24.5 10 10 24 18 4.6 1.01 6.71 6.80 3950 2100 EI40 40 26.8 12 12 27.25 21 7.5 1.48 7.7 11.3 5000 2070 EI50 50 34 15 15 33 24.5 9 2.3 9.4 21.6 6300 2070 EI60
60 44 16 16 36 28 8.5 2.47 10.9 27.1 6000
2126
22
*45*5000 1.01P P L L N A mH === 为了防止在控制开关K 关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。

N3匝数与N1匝数相同，45匝。

另外选择HER208G 对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电。

（4）初次级匝数 a 次级匝数
0min 60.7L F
S U U U V D ++=
=
max 43
60.7*0.42130.3*143*10*209.8*10S S e V D N BA f -===∆
其中，f=209.8K ，2e A =143cm ，B=0.3T ∆ b 初级匝数
60.7
0.289210
n V
=
= 45
S P N
N n
== （5）次级线圈
取流经扼流圈的电流一般为输出电流的0.06。

max 101()820.06S F o o
V V V D T
L uH
I --=
= 次级有效电流
22(0.06)14.6SRMS o o I I I A
=+≈
次级线径
1.13=3.05mm SRMS
sm I D J =⨯
取（J=2A/mm 2）
次级电感线径选用公制螺线线径φ0.7*5。

（6）绕制方法
绕组顺序：从里至外N1、N2，N3， N4 线径与匝数： 绕组序号 绕线方向 线径（mm ） 匝数 电感
起绕脚 结束脚
N1 第1层（最里） 0.54*4 23 9.16MH 1 2 7
N2 第2层 0.7*5 13 13 14 9 10 11 N3 第3层 0.54*2 22 7 3 4 N4
第4层
0.3
45
6
5
采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即45匝，一半绕最外层，二
次绕组夹在中间层，有效减少漏感。

磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。

3.32 钳位电路设计 钳位电路是RCD 吸收电路如图3.3所示。

图3.4 24V 输出RCD 电路原理图
a RCD 钳位电路分析
当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。

当功率MOS 管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS 管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。

b 参数计算
钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：
Cmax max max V 0.9DS in V V =- 其中计算漏源间电压的经验公式为：
max max (1.4*1.5*)20DS in OR V V V =++
将式（2）代入式（1），得
Cmax V 142V = R 上消耗的功率为：
L=16uH ；22Cmax Cmax
2V 2V 98R P R K P LI f
===，取100K 。

钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过
大，以免降低变压器效率。

通常取脉动电压V 钳位电压的 5 %-15%本设计取最大值为 15%，通过下式来确定
Cmax
Cmax V 0.99V C nF Rf
=
=∆，取102。

3.33 反馈电路设计 反馈电路设计是配TL431的光耦反馈电路。

图3.5 24V 输出反馈电路原理图
TL431R 端电压为2.5V ，要求基准电流范围为250uA-2.5mA 。

选取R dowm 即R111为1K ，反馈电流为2.5mA,符合要求，在设计电路时，为了实现输出电压可调，R UP 由一个普通电阻和滑动变阻器组成，RC1为2K 可调电阻，R110为8.2K 电阻，调动滑动变阻器使得输出维持在24V 。

图3.6 PC817元件特性图
由上图可知，C 脚的电流为5mA 时，有很好的线性特性，选用PC817B 作为光耦，其具有良好的线性特性，电流传输比为130%-260%，那么I F 可取值为2mA-3mA 。

选取R114为6.28K 电阻。

由于TL431的I ka 电流范围为1mA-100mA ，F F ka
V +I R314
R313=20K I
，选取
R313为20K 。

3.34 控制电路设计
采用UC3845B 的控制芯片，电路分为软启动电路、电压反馈电路、电流反馈电路、PWM 驱动电路、振荡电路、谐波补偿电路。

图3.7 24V 输出控制电路原理图
a 软启动电路
根据UC3845B 典型电路设计，选取C107为104，R103为1M ，C107经R103向其充电，D102加快充电速度，D101的作用使得UC3845的C 脚电压逐渐升高。

b 电压反馈电路
采用V FB 接地，UC3845B 的C 脚直接接光耦的方式。

c 电流反馈电路
采样初级峰值电流，根据高频变压器设计，
P 1
1.2*I S R ≤，
选R106为0.15欧姆，经R104、
C108的滤波电路给UC3845B 的3脚，R104典型值为1K ，C108典型值为471。

d PWM 驱动电路
根据IGBT 的最大耐压值，耐流值，以及驱动电流，选用2SK3878，其最大耐压值为900V ，耐流值为9A ，根据datasheet ，栅极驱动电阻选为22欧姆。

同时，为了确保 MOS 管的可靠关断，在这里加入一个阻值为 5.1K 的下拉电阻 R107。

e 振荡电路
选用R101为8201，C301为102，振荡频率为209.8kHz 。

f 补偿电路
C 脚电流补偿：R102取2001，提供补偿电流给C 脚。

谐波补偿：另外采用单电容补偿方式，对，将芯片内部振荡信号经过电容CA11叠加到峰值电流采样端，实现斜坡补偿。

这样一来，既简化了补偿电路又降低了对工作频率的影响。

其中CA11+C108《C101，选为201。

3.35 输出电路设计 输出电路是LC 滤波电路如图3.8所示。

图3.8 24V 输出电路原理图
a 整流二极管
选用ESAD92-02，最大耐流值为20A ，最大耐压值为200V ，正向导通压降为0.95V 。

配合典型的RCD 吸收电路，R 为10Ω/3W,C 为102/1KV 。

b 发光二极管
采用发光二极管检测输出。

其导通电流为1mA-10mA ，配上限流电阻R13(5.1K)，导通电流为4.51mA 。

c 滤波电路
选取正激式开关电源纹波电流为输出电流的0.06I o
0.060.876SRMS o I I A ==
选用4个2200uF/35V 电容。

由经验公式可得电容的ESR
6
065*107.39ESR R m C
-===Ω
则由ESR 引进的纹波电压
* 6.5PP ARMS V I ESR mV ∆==
另外增加C113滤除高频噪声，又输出电压频率一般为开关频率的0.2，所以容值选择105，通常为和RF1作为泄放电阻，取1K/3W 。

3.4 12V 输出电路
本文所设计的12V 输出电路是反激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。

接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。

3.4.1 高频变压器的设计 （1）磁芯选择
i 512
P =
70.60.85
O
P W
η
⨯=
= 根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：EER28磁芯材料：PC40骨架：EER28PIN ：6+6卧式。

（2）最大占空比
取OR U =110V ，
=0.85η，max 110
D =0.355
110+210-10
= （3）初级线圈 a 初级平均电流
min 12*5
0.3360.85*210
O AV IN P I A
U η=
== 取0.9RP
K =
b 初级峰值电流
max max 0.336
1.72(10.5)0.55*0.355
AV P RP I I A
K D =
==- c 初级纹波电流 max 1.55R P RP I I K A == d 初级电感
2222*12*5
3420.85*1.55*172O P R P L uH I f K
η=
== e 初级有效电流
2max max 10.6233RP PRMS
RP P K I D K I A
⎛⎫=⨯-+⨯= ⎪⎝⎭
f 初级线径
21 1.130.63PRMS
I D mm J =⨯
=
取（J=2A/mm 2）
初级电感线径选用公制螺线线径φ0.3*3(mm)。

（4）初次级匝数 a 初级匝数
41042()
IN P M RP U D N B K f ⨯==匝
取U IN 为220V 交流输入，则D=0.178，一般取B M 为0.2T-0.3T 。

_5_50.8OR P
S O U N n N U ++=
=
+
b 次级匝数
_5=5P
S N N n +=
匝
（5）次级线圈
次级峰值电流
max max =14.45A
S P I nI =
次级有效电流
()22max 2max 119.173RP SRMS
RP S K I D K I A
⎛⎫
=-⨯-+⨯= ⎪⎝⎭
次级线径
1.13=1.39mm SRMS
sm I D J =⨯
取（J=6A/mm 2）
次级电感线径选用公制螺线线径φ0.75*2(mm) （6）绕制方法
绕组顺序：从里至外N1、N2，N3 线径与匝数： 绕组序号 绕线方向
线径（mm ） 匝数
电感 起绕脚
结束脚 N1 第1层（最里） 0.3*3
21 304UH 1 2 3 N2
第2层
0.3*8*2 5
11 12
8 9
N3 第3层
0.3*3 17 3 4 5 采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即21匝，一半绕最外层，二次绕组夹在中间层，有效减少漏感。

磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。

3.4.2 钳位电路设计 钳位电路是RCD 吸收电路如图3.9所示。

图3.9 12V 输出钳位电路原理图
A RCD 钳位电路分析
当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。

当功率MOS 管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS 管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。

b 参数计算
定钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：
Cmax max max V 0.9DS in V V =- 其中计算漏源间电压的经验公式为：
max max (1.4*1.5*)20DS in OR V V V =++
将以上2式综合，可得
Cmax V 190V =
R 上消耗的功率为：
L=3uH
22Cmax Cmax 2
V 2V 51R P R K P LI f
===。

B 钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过
大，以免降低变压器效率。

通常取脉动电压V 钳位电压的 5 %-15%本设计取最大值为 12%，通过下式来确定
Cmax
Cmax V 0.95V C nF Rf
=
=∆，取102。

3.4.3 反馈电路设计 反馈电路是配TL431的光耦反馈电路如图3.10所示。

图3.10 12V 输出反馈电路原理图
TL431R 端电压为2.5V ，要求基准电流范围为250uA-2.5mA 。

选取R dowm 即R311为910R ，反馈电流为275uA,符合要求，在设计电路时，为了实现输出电压可调， R UP 由一个普通电阻和滑动变阻器组成，RC1为1K 可调电阻，R31为3K 电阻，调动滑动变阻器使得输出维持在12V 。