反激变压器设计以及所有磁芯规格参数

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1. 确定电源规格..输入电压范围Vin=85—265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=104.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√220=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1Ip2]=100*4.5/[3.001.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.001.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*107*1*85.4mm2*362/(250.0*103mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*106*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T=Pout'/ŋ (1)K=1[Vin(min)*Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)*Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(AmpereTurns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的分歧而分歧, 因而次级电流的有效值也分歧.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1D]+[V02+Vf]*[1D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[10.418]+[12+1]*[10.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1D]1/2*[V01+Vf]*[1D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.5820.5*13*0.582*10*362/[72*250]=2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形.令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超出穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超出0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.。

磁芯参数列表+反激式变压器计算_窄电压_ER2828

T KHz A/cm2 A AP= AW*Ae=(Pt*10)/(2ΔB*fs*J*Ku) mm4 AP=(Po÷∩+Po)÷（2×^B×Fs× 6. 临界电流点 IoB 1.2 A 边与副边匝比匝比计算 7.原边与副边匝比计算 N 12.23 8.副边峰值电流 ^IsB 4.36 A 9.副边电感量 Ls 39.4510417 39.45 uH 10.原边电感量 10. 原边电感量 Lp 5904.20128 5904 uH 11.计算连续模式时的副边峰值电流 11. 计算连续模式时的副边峰值电流 ^Isp 5.81818182 A 12.计算连续模式时的原边峰值电流 12. 计算连续模式时的原边峰值电流 ^Ipp 0.47559354 A
反激式开关电源设计 1.输入交流电压设定 1. 输入交流电压设定 Input min Input max 195 265 234 371 Vac Vac Vdc Vdc Vdc A Vdc W W Vdc A
2.输出电压, 2. 输出电压,电流设定输出电压 Out voltage 14.65 Out current 2 Diode voltage 0.85 Po 31 ∩ 0.84 Pi 36.9047619 3.反馈电压设定 3. 反馈电压设定 FB voltage 18 FB current 0.3 4.磁芯确定 Ae 82.1 ^B (最大工作磁通密度 0.2 Fs 50 J (Aw*10) Ku AP 5.D值,频率设定 D Ts Ton Toff 1140 0.1 0.2978279 0.45 20 9 11
171 Ts 14 Ts 17 Ts mm A mm mm mm mm
mm
元器件计算 1.FUSE Iimax FUSE Cin 0.189255189 A 0.840380098 A 701.2760448

反激变压器设计实例

I2 SRMS
− IO2
= 1.3( A)
副边交流电损耗： Pac2 = I ac22 * Rac2 = 0.073(W )
副边绕组线圈总损耗： P2 = Pdc2 + Pac2 = 0.113(W )
总的线圈损耗： Pw = P1 + P2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗：
峰值磁通密度摆幅： ∆B = BMAX K RP = 0.1(T ) 2
原边交流电流分量有效值： Iac1 =
I2 RMS
− I AVG 2
= 0.107( A)
原边交流电损耗： Pac1 = I ac12 * Rac1 = 0.0229(W )
原边绕组线圈总损耗： P1 = Pdc1 + Pac1 = 0.04(W )
副边直流电阻： Rdc2 = ρ * l = 0.04(Ω) A
7
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q = 0.83d d / s = 0.5678 ∆
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。原边交流电阻与直流电阻比：由于原边采用包绕法，故原边绕组层数可按两层考虑，根据上
式所求的Q值，查得 Fr = Rac1/ Rdc1 ≈ 1 。原边交流电阻： Rac1 = Rdc1× Fr = 1.993(Ω)
选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
4、选择磁芯的形状和尺寸：
在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下：
反激变压器工作在第一象限，最高磁密应留有余度，故选取BMAX=0.3T，反激变压器的系数 K1=0.0085（K1是反激变压器在自然冷却的情况下，电流密度取420A/cm2时的经验值。）

反激变压器设计(标准格式)

副边峰值电流：
副边有效值电流：
根据所选线径计算副边电流容量：
自供电绕组线径：由于自供电绕组的电流非常小只有5mA，因此对线径要求并不是很严格，在这里主要考虑为便于与次级更好的耦合及机械强度，因此也采用裸线径为0.35mm的漆包线进行绕置，使其刚好一层绕下，减小与次级之间的漏感，保证短路时使自供电电压降低。
7、计算变压器损耗和温升
变压器的损耗主要由线圈损耗及磁芯损耗两部分组成，下面分别计算：
1）线圈损耗：
原边直流电阻：
为100℃铜的电阻率为2.3×10-6（ ·cm）；为原边绕组的线圈长度，实测为360cm；A为原边0.23mm漆包线的截面积。
原边直流损耗：
原边导线厚度与集肤深度的比值：
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm，为集肤深度0.31mm。
根据所选线径计算原边绕组的电流密度：
计算副边绕组导线允许的最大直径（漆包线）：
根据上述计算数据可采用裸线径DIASS=0.72mm的漆包线绕置，但由于在温度100℃、工作频率为60KHz时铜线的集肤深度：，而0.72mm大于了2倍的集肤深度，使铜线的利用率降低，故采用两根0.35mm的漆包线并绕。
《参考文献》
1、《现代高频开关电源实用技术》刘胜利编著电子工业出版社 2001年
2、《开关电源中磁性元器件》赵修科主编南京航空航天大学自动学院2004年
3、《TDK磁材手册》日本TDK公司 2005年
5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。
6、选择绕组线圈线径。
7、计算变压器损耗和温升。
下面就按上述步骤进行变压器的设计。
二、设计过程：
1、电源参数：（有些参数为指标给定，有些参数从资料查得）

反激式开关电源变压器设计说明

2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1〔NS1为DC+5V绕组
Npri<V01+VD><1-Dmax> 62*<5+0.7>*<1-0.5>
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin<min>Dmax
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反激式开关电源变压器设计(2)
表二变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器一个二次绕组两个或多个二次绕组相互隔离的二次绕组满足UL或CSA标准满足IEC标准法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
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反激式开关电源变压器设计(2)
变压器绕制结构如下：
0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层
偏置绕组 ½一次绕组二次绕组 ½一次绕组
3mm
3mm 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.11 计算变压器损耗
1铜损：Pcun = NnV* MLT*Rn>In2 MLT = 2E+2C=2*25.27+2*9.35=69.24mm
5+0.7
取13匝
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反激式开关电源变压器设计(2)
2.9 检查相应输出端电压误差 Vsn
δVsn%=<< = *Ns’n-Vsn>/Vsn>*100% Nsn

反激式变压器及磁心设计

反激式变压器设计反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。

算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。

第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。

可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来，这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。

此即是最大占空比了。

比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47第二步,确实原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。

反激变压器的设计

反激变压器的设计————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:反激变压器的设计//＝==＝＝＝===＝==＝=＝=====＝＝=====＝=====＝====＝=＝=＝==＝＝=＝=＝＝====反激变压器设计最简单的方法ﻫ我自己综合了一下众多高手的方法,自认为是比较简单的方法了!如下: ﻫ１,VDC ｍｉｎ=VAC min * 1.2VDC max＝ＶAC max* 1.42，输出功率Po=Ｐ1+Ｐ2+Ｐn.....．ﻫ上式中P１=(Vo1+Vf)＊I1 、P2 =(Vo2+Vf)*Ｉ2上式中Vo为输出电压,Vf为整流管压降ﻫ3,输入功率Pin=(Po/η）*1.２(此处1.2为输入整流损耗) ﻫ4,输入平均电流:Iav = Pin/VDＣｍiｎﻫ５,初级峰值电流:Ip = 2＊Iaｖ/Dmａx6,初级电感量:Lp=Vdc min *Dmax／(Ip*fs) fs为开关频率ﻫ7,初级匝数:Np=VDC min *Dｍax /(ΔＢ*Ae*fs) ﻫ上式中ΔB推荐取值0.2 Ae为磁芯横截面积,查规格资料可得!８,次级匝数：NS =（Ｖouｔ+Vd)*(1-Dmax)＊Np / Vin mｉn*Ｄｍaｘ至此变压器参数基本完成!另就是线径,可根据具体情况调整!宗旨就是在既定的BＯBINＮ上以合适的线径，绕线平整、饱满！／／/==＝＝=＝==＝======＝=＝=====＝==＝＝=＝==反激式变压器设计原理(FlybacｋTraｎsformer Design Theory)第一节. 概述．反激式(Flｙback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名．离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:2.转换效率高，损失小.１. 电路简单,能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求.ﻫ4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出，目前已可实３. 变压器匝数比值较小. ﻫ现交流输入在8５～2６5V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1．输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制，通常应用于１50W以下．２．转换变压器在电流连续(ＣＣＭ)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.３. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/ DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂．ﻫ第二节. 工作原理ﻫ在图1所示隔离反驰式转换器(The isoｌaｔｅｄｆlybａcｋｃｏnvｅrtｅr)中, 变压器" T"有隔离与扼流之双重作用.因此" T ＂又称为Ｔranｓformeｒ- chｏkｅ.电路的工作原理如下:ﻫ当开关晶体管Tr tｏｎ时，变压器初级Ｎp有电流Iｐ,并将能量储存于其中(E = LｐIｐ/ 2).由于Np与Ｎs极性相反,此时二极管Ｄ反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Ｔr off 时,由楞次定律: (e=-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.ﻫ由图可知，导通时间tｏn的大小将决定Ip、Vｃｅ的幅值：Vｃe ｍax = VIＮ／１－Ｄmａx ﻫVIN:输入直流电压;Ｄmａx: 最大工作周期Ｄmax = toｎ/ Tﻫ由此可知，想要得到低的集电极电压，必须保持低的Dmａx,也就是Ｄｍａx＜0.5,在实际应用中通常取Dmax= 0.４，以限制Vcｅmaｘ≦ 2.２VＩＮ．开关管Ｔｒoｎ时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip =IL /n.因IL = Io，故当Ｉo一定时,匝比n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等ＮpＩp= NｓＩs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Iｃ=Ｉp= 2Po/ (η*VＩN*Dｍax）η: 转换器的效率公式导出如下：输出功率：Ｐｏ= ＬIp２η/ 2T输入电压：VIN = Ldi ／dt设di = Iｐ，且1/ dt = f ／Dmax,则:VIN = LIpｆ/ Dｍaｘ或Ｌｐ= VIＮ*Dmax / Ipf则Pｏ又可表示为: ﻫPo= ηVＩNf DｍａxＩp2/2f Ip= １/2ηＶINDmａｘIp∴Iｐ＝２Pｏ/ηVINDmax上列公式中：ﻫVIN:最小直流输入电压(V）ﻫDmａｘ：最大导通占空比ﻫLｐ: 变压器初级电感(mＨ)ﻫIp ：变压器原边峰值电流(A)f：转换频率(KHZ)//======＝＝===＝==＝==＝=======＝===＝＝===＝=====你看的书就会把你给绕进去．.．绕半天却找不到自己了。

反激电源变压器的参数设计

开关电源学习漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。

RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。

反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。

演变的过程把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。

在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。

由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图；上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。

由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。

当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。

故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD 吸收电路。

用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。

二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。

而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。

反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。

因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。

可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。

碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1、确定电源规格、、输入电压范围Vin=85—265Vac;、输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;、变压器的效率ŋ=0、902、工作频率与最大占空比确定、取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0、45、T=1/fosc=10us、Ton(max)=0、45*10=4、5usToff=10-4、5=5、5us、3、计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n)、最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V)、根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n、n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0、45]/[(5+1、0)*0、55]=13、644、变压器初级峰值电流的计算、设+5V输出电流的过流点为120%;+5v与+12v整流二极管的正向压降均为1、0V、+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1、2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0、90*(1+0、4)*100*0、45]=3、00AIp2=0、4*Ip1=1、20A5、变压器初级电感量的计算、由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4、5/[3、00-1、20]=250uH6、变压器铁芯的选择、根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0、4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0、4*1*100*103*1500Gs*5*0、90]=0、157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0、854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1、48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1、48*0、854=1、264cm4 >0、157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯、7、变压器初级匝数及气隙长度的计算、1)、由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3、00-1、20)/[85、4*0、15] =35、12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3、14*10-7*1*85、4mm2*362/(250、0*10-3mH)=0、556mm 取lg=0、6mm2)、当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3、00A),检查Bmax、Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3、00/[85、4 mm2*36]=0、2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过、8、变压器次级匝数的计算、Ns1(5v)=Np/n=36/13、64=2、64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6、50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129、重新核算占空比Dmax与Dmin、1)、当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc、由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0、4182)、当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1、414=374、7Vdc、Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12、00/[6*12、00+374、7]=0、1610、重新核算变压器初级电流的峰值Ip与有效值Ip(rms)、1)、在输入电压为最低Vin(min)与占空比为Dmax条件下,计算Ip值与K值、设Ip2=k*Ip1、实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0、5*{2*73*10/[0、90*100*4、18]+100*4、18/250、0}=2、78AK=1-100*4、18/[2、78*250]=0、40Ip2=k*Ip1=2、78*0、40=1、11A2)、初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0、418/3*(2、782+1、112+2、78*1、11)] 1/2=1、30A11、次级线圈的峰值电流与有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变、因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之与(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p)、由于多路输出的次级电流波形就是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同、然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值、1)、首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0、5*{2*1/[1-0、418]+[12+1]*[1-0、418]*10*362/[72*250]}=5、72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0、582-0、5*13*0、582*10*362/[72*250]=-2、28A <0因此假设不成立、则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形、令+12V整流管导通时间为t’、将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf(7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5、24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5、24=3、817us2)、+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3、817/3*10] 1/2*5、24=1、87A3)、+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1、87*10/1=18、7A12、变压器初级线圈与次级线圈的线径计算、1)、导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1、3A/5A/mm2=0、26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18、7A/5A/mm2=3、74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1、87A/5A/mm2=0、374mm22)、线径及根数的选取、考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍、穿透厚度=66、1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1、=66、1/(100*103)1/2=0、20因此导线的线径不要超过0、40mm、由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6、0mm的挡墙宽度,仅剩下16、0mm的线包宽度、因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满、3)、变压器初级线圈线径:线圈根数=0、26*4/[0、4*0、4*3、14]=0、26/0、1256=2取Φ0、40*2根并绕18圈,分两层串联绕线、4)、变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3、74/0、1256=30取Φ0、40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线、+12V: 线圈根数=0、374/0、1256=3取Φ0、40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线、5)、变压器绕线结构及工艺、。

反激式变压器及磁心设计

反激式变压器设计反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。

算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。

第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。

可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来，这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。

此即是最大占空比了。

比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47第二步,确实原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。

FPS设计变压器磁芯参数表

由于LED照明电源要求：民用照明PF值必需大于0.7，商业照明必需大于0.9。

对于10~70W的接下来我们来探讨一下单级PFC高频变压器设计。

以一个60W的实例来进行讲解：输入条件：电压范围：176~265Vac 50/60Hz PF>0.95 THD<25% 效率ef〉0.87 输出条件：输出电压：48V 第一步：选择ic 和磁芯：Ic用士兰的SA7527，输出带准谐振，效率做到0.87应该没有问题。

按功率来选择磁芯，根据以下公式Po：输出功率；100：常数；Fs：开关频率；Ve：磁芯体积。

在这里，Po=Vo*Io=48*1.28=61.44；工作=61.4/（100*50000）=12280 mmmPQ3230的Ve值为：11970.00mmm，这里由于是调频方式工作。

完全可以满足需求。

可以代入公式去看看实第二步：计算初级电感量Lp。

最小直流输入电压：VDmin=176*1.414=249V。

最大直流输入电压：VDmax=265*1.414=375V。

最大输入功率：Pinmax=Po/ef=61.4/0.9=68.3W（设计变压器时稍微取得比总效率高一点）。

最大占空比的选择Dmax: 宽电压一般选择小于0.5，窄电压一般选择在0.3左右。

考虑到MOS管的耐压，220V供电时选择0.3比较合适。

在这里选择：Dmax=0.327。

最大输入电流: Iinmax=Pin/Vinmin=68.3/176=0.39 A最大输入峰值电流：Iinmaxp=Iin*1.414=0.39*1.414=0.55AMOS管最大峰值电流：Imosmax=2*Iinmaxp/Dmax=2*0.55/0.327=3.36A初级电感量：Lp= Dmax^2*Vin_min/(2*Iin_max*fs_min)*10^3 =0.327*0.327*176/（2*0.39*50000）第三步：计算初级匝数NP：查磁芯资料，PQ3230的AL值为：5140nH/N^2,在设计反激变压器时，要留一定的气息。

单端反激式开关电源变压器设计

输出功率、磁芯截面积和开关频率决定气隙，因为在反激式开关电源中气隙的体积大小决定储能的多少，频率决定能量传输的快慢；
如：EI25 Ve=2050m m³， Ae=42平方毫米， Le=49.4m m； f=40KHz ；η =0.75；
Lg = 0.005*49 .4 = 0.247mm ---气隙长度
单端反激式开关电源变压器设计
依据MOS管耐压的变压器设计
初级参数
输入
Vacmin 输入电压（V）
86.00
Vacmax 电源功率（W） Pout
265.00 45.00
预设效率（%） η
87.00
计算结果
Vdcmin 输入电压（V）
Vdcmax
反射电压（V）
Vf
周期 μs
T
工作频率（KHz） f
70.00
EFD -EFD12 EFD15 EFD20 EFD25 EFD30 --EPC -EPC13 EPC17 EPC19 EPC25 EPC30 --EER EER9.5 EER11 EER14.5 EER28 EER35 EER42 EER49 -ETD -- - ETD29 ETD34 ETD44 ETD49 ETD54 -EP EP10 EP13 EP17 EP20 --- -- -RM RM4 RM5 RM6 RM10 RM12 RM14 ---
PIN = Ve*F/555 5= 2050*40/ 5555 = 14.76W；
0.00 193.96
0.09 54.67 0.70
37.85 0.19
Pout = η*Pin = 0.75 * 14.76 = 11.07W; 若： f=100KHz 则： Pout = 11.07W *(100/40 )= 27.675W

反激变压器设计AC-DC_5W磁参数计算全过程

AC-DC 5W磁参数计算
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批准:
日期: 2011.04.29
第一部分变压器的设计
一、变压器设计步骤：
由于XRA05/110S05是采用反激的电路拓扑结构，故变压器按反激变压器进行设计。

具体步骤如下：
1、决定电源参数。

2、计算电路参数。

3、选择磁芯材料。

4、选择磁芯的形状和尺寸。

5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。

6、选择绕组线圈线径。

7、计算变压器损耗和温升。

下面就按上述步骤进行变压器的设计。

二、设计过程：
1、电源参数：（有些参数为指标给定，有些参数从资料查得）
Vacmin
最小交流输入电压值:
85 V
=
Vacma
265 V
最大交流输入电压值:
x=
电网频率:F L=50～440 Hz
变压器工作频率:F s=60000 Hz
输出电压:Vo= 5.1 V。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算1、确定电源规格、、输入电压范围Vin=85—265Vac;、输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;、变压器的效率?=0、902、工作频率与最大占空比确定、取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0、45、T=1/fosc=10us、T on(max)=0、45*10=4、5usToff=10-4、5=5、5us、3、计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n)、最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V)、根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n、n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0、45]/[(5+1、0)*0、55]=13、644、变压器初级峰值电流的计算、设+5V输出电流的过流点为120%;+5v与+12v整流二极管的正向压降均为1、0V、+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1、2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0、90*(1+0、4)*100*0、45]=3、00AIp2=0、4*Ip1=1、20A5、变压器初级电感量的计算、由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*T on(max)/[Ip1-Ip2]=100*4、5/[3、00-1、20]=250uH6、变压器铁芯的选择、根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0、4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0、4*1*100*103*1500Gs*5*0、90]=0、157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0、854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1、48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1、48*0、854=1、264cm4 >0、157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯、7、变压器初级匝数及气隙长度的计算、1)、由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3、00-1、20)/[85、4*0、15] =35、12 取Np=36 由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3、14*10-7*1*85、4mm2*362/(250、0*10-3mH)=0、556mm 取lg=0、6mm2)、当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3、00A),检查Bmax、Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3、00/[85、4 mm2*36]=0、2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过、8、变压器次级匝数的计算、Ns1(5v)=Np/n=36/13、64=2、64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6、50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129、重新核算占空比Dmax与Dmin、1)、当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc、由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0、4182)、当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1、414=374、7Vdc、Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12、00/[6*12、00+374、7]=0、1610、重新核算变压器初级电流的峰值Ip与有效值Ip(rms)、1)、在输入电压为最低Vin(min)与占空比为Dmax条件下,计算Ip 值与K值、设Ip2=k*Ip1、实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/?(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[?* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0、5*{2*73*10/[0、90*100*4、18]+100*4、18/250、0}=2、78AK=1-100*4、18/[2、78*250]=0、40Ip2=k*Ip1=2、78*0、40=1、11A2)、初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0、418/3*(2、782+1、112+2、78*1、11)] 1/2=1、30A11、次级线圈的峰值电流与有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变、因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之与(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p)、由于多路输出的次级电流波形就是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同、然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值、1)、首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0、5*{2*1/[1-0、418]+[12+1]*[1-0、418]*10*362/[72*250]} =5、72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0、582-0、5*13*0、582*10*362/[72*250]=-2、28A <0因此假设不成立、则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形、令+12V整流管导通时间为t’、将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf(7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5、24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5、24=3、817us2)、+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3、817/3*10] 1/2*5、24=1、87A3)、+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1、87*10/1=18、7A12、变压器初级线圈与次级线圈的线径计算、1)、导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1、3A/5A/mm2=0、26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18、7A/5A/mm2=3、74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1、87A/5A/mm2=0、374mm22)、线径及根数的选取、考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍、穿透厚度=66、1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1、=66、1/(100*103)1/2=0、20因此导线的线径不要超过0、40mm、由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6、0mm的挡墙宽度,仅剩下16、0mm的线包宽度、因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满、3)、变压器初级线圈线径:线圈根数=0、26*4/[0、4*0、4*3、14]=0、26/0、1256=2取Φ0、40*2根并绕18圈,分两层串联绕线、4)、变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3、74/0、1256=30取Φ0、40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线、+12V: 线圈根数=0、374/0、1256=3取Φ0、40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线、5)、变压器绕线结构及工艺、。

反激电源变压器设计技术

反激电源变压器设计模块摘要在功率转换装置中，变压器一般都作为体积、重量最大的组件出现。

同样，对于电力电子系统的整体性能、效率乃至成本而言，变压器也起着至关重要的作用。

在变压器设计的过程中，由于变压器各参数之间的相互依存和影响，全局的考虑和方方面面权衡折中是实现设计优化的关键。

在DC/DC模块中，反激电路作为输出隔离的电源产品常用主电路拓扑，其变压器是实现隔离、功率传递的核心之一。

在下文中，将以这种电路的变压器设计为主要内容，阐述设计要点和一般步骤。

关键词变压器反激电感气隙匝比磁芯材料本模块起草人：赵瑞杰专业术语主要参数：1．来源反激变换器XJ104E-1335的主功率变压器为例2．适用范围反激变压器的一般设计。

3．满足技术指标4．详细电路图反激变换器的电路原理图5．变压器工作原理简述反激电路的工作原理以及变压器的工作特性。

反激电路工作原理以及变压器的工作特性如下：当主开关管Q1导通时，变压器初级电压近似为电源电压，其极性为上正下负，与之对应的变压器次级电压为上负下正，此时整流二极管D1反向截止，负载的能量由输出电容提供。

与此同时，流过变压器初级电感和Q1的电流逐渐上升，此时变压器相当于一个储能电感，在开关管导通期间储存能量。

当主开关管Q1截止时，D1正向导通，变压器将储存的能量通过整流二极管提供给负载和输出电容。

此时流过D1的电流逐渐下降，假设变压器工作在能量完全传递工作模式（DCM模式），则流过整流二极管的电流会一直下降到零。

即每个工作周期变压器初级电感储存的能量被完全传递到变压器的次级侧。

对于能量不完全传递工作模式（CCM模式），电压和电流的波形会有所差别，其工作原理和能量完全传递工作模式类似。

6．变压器设计6．0变压器概述在对任何变压器的设计过程中，都会遇到以下的种种限制。

首先是功率传输（工作电压乘以最大电流）方面，变压器次级绕组必须在限定的调整率（一般定义为空载输出电压与额定负载输出电压的差的绝对值除以额定负载输出电压所得到的百分比）下有足够的能力将能量传至负载。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算Document number：WTWYT-WYWY-BTGTT-YTTYU-2018GT1. 确定电源规格..输入电压范围Vin=85—265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率=2. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=.T=1/fosc=(max)=*10=Toff==.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*]/[(5+*]=4. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为.+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[*(1+*100*]=Ip2=*Ip1=5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*[ =250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2**1*100*103*1500Gs*5*]=考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=它的窗口面积Aw=148mm2=EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=*= > 故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250* = 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4**10-7*1**362/*10-3mH)= 取lg=2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=,检查Bmax. Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*[ mm2*36]==2440Gs <3000Gs 因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/= 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)= 取Ns2=7 故初次级实际匝比:n=36/3=12 9.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=2).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*=.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*[6*+]=10. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=*{2*73*10/[*100*]+100*}=K=1-100*[*250]=Ip2=k*Ip1=*=2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[3*++*] 1/2=11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=*{2*1/[]+[12+1]*[]*10*362/[72*250]}=Is2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/= <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形. 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=t’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/=2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3*10] 1/2*=3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=*10/1=12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=5A/mm2=变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=5A/mm2= mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=5A/mm2=2).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=(100*103)1/2=因此导线的线径不要超过.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去的挡墙宽度,仅剩下的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=*4/[**]==2取Φ*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数==30取Φ*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数==3取Φ*1根并绕7圈, 分三层并联绕线. 5).变压器绕线结构及工艺.。

反激式开关电源变压器设计步骤及公式

反激式开关电源变压器设计步骤及公式(4种计算方法比较)1.确定已知参数: （主要PWM方式）确定已知参数:（主要RCC方式）来自现代高频开关电源实用技术1,确定系统规格输出功率:输入功率: P୧=୔౥஗输入平均电流: Iୟ୴୥ൌ୔౟୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ同左边占空比D୫ୟ୶=୲౥౤୘=0.5 f୫୧୬:25KHz输入直流电压Vୈେ=√2Vୟୡ在了解输出功率后确定所需磁芯A p=A e*A w（cm4）Ae:磁芯中心柱横截面积(cm2)；A w:磁芯窗口面积(cm2)最小AC输入电压:V ACMIN,单位:V最大AC输入电压:V ACMAX,单位:V输入电压频率:f L,50Hz or 60Hz输出电压:V O,最大负载电流:I O输出功率:P O,单位:WIo:Po=Vo*Ioη:0.85P୧ൌP୭η2.峰值电流1T=10000G s输入峰值电流:I୔୏ൌ୏כ୔౥୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ对于BUCK(降压),推挽,全桥电路K=1.4对于半桥和正激K=2.8对于Boost,BUCK-Boost和反激K=5.5 I୮ൌ2כP୭כTηכV୧୬ሺ୫୧୬ሻכt୭୬A e*A w>୔౥כଵ଴లଶכ஗כ୤౩כ୆ౣכஔכ୏ౣכ୏ౙ(cmସ) ；Ae是磁芯截面积（cm2）,Aw是磁芯窗口面积（cm2）；f的单位为Hz，Bm的单位为Gs，取(1500)不大于3000Gs，δ导线电流密度取:2～3A/mmଶ ，K୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1I୅୚ୋൌP୧V୧୬୫୧୬I୔୏ൌIୟ୴୥D୫ୟ୶כ2T୭୬ൌଵ୤D୫ୟ୶(uint:µs)1S=106µsL୔ൌ୚౟౤ౣ౟౤כ୘౥౤୍ౌే(µH)3.计算初级电感因所以t୭୬ൌDכTൌଵଶכ୤若f取25KHz,则t୭୬为20μS选磁芯也可用公式Fosc<50KHz S=1.15*√Po(cmଶሻFosc<60KHz S=0.09*√Po(cmଶሻFosc>=60KHz S=0.075*√Po(cmଶሻNPൌ୐ౌכ୍ౌే୼୆כ୅౛כ10଺L P:mH; ΔB:260mT;A e:mm2NsൌሺV୭൅Vୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכN୔V୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶NaൌሺVୟ൅Vୟୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכN୔V୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶L ୔=୚౟౤ሺౣ౟౤ሻכୈ୍ౌేכ୤౥౩ౙ其中L 单位:H f:Hz 电压:V, 电流:A匝比：n=୚౥୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ=୒౩୒౦4. 计算初级匝数初级电感:L ୮ൌ୚౟౤ሺౣ౟౤ሻכ୲౥౤୍౦检验磁芯正规名牌磁性材料的Bm 不得大于3000Gs ，国产杂牌不大于2500Gs 更保险A ୐值是在磁芯上绕1000匝测得(美国)则N ୔ൌ1000ට୐ౌ୅ై此式中L ୔单位为mH变压器次级圈数：Ns>୬כ୍౦כ୐౦ୗכ୆ౣ*10଻其中S 为磁芯截面积，Ｂ୫值为3000Gs若A ୐值是用100匝测得且单位是nH/N ଶ,则N ୔ൌ100ට୐ౌ୅ై此式中L ୔单位为mH,A ୐单位为mH/N ଶ,在计算时要将A ୐的值由nH 转换为mH 后再代入式中计算;例如:某A ୐值为1300 nH/N ଶ, L ୔值为2.3mH,则A ୐=1300nH/N ଶ=1.3 mH/N ଶ代入中计算得N ୔为133T 初级匝数为:Np=୒౩୬B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2 )B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以5. 匝比n=୒౩୒ౌ=୚౥୚౟౤ሺౣ౟౤ሻ晶体管的基极电流I ୆=୍౦୦ూు6. 次级绕组匝数N ୱ=N ୔*n N ୱଵ=୒౦כሺ୚౥ା୚ౚሻכሺଵିୈౣ౗౮ሻ୚౟౤ሺౣ౟౤ሻכୈౣ౗౮多路输出时N ୱ୶=ሺ୚౥౮ା୚ౚ౮ሻכ୒౩భ୚౥భା୚ౚభ其中x 代表几路I ୆୰୫ୱൌI ୆√27. 原边供电绕组N ୟ=N ୱכ୚౗୚౥在多路输出时Vo 为主输出电压计算线径（包括初级次级）同左边8. 选择磁芯型号要满足,磁芯中心柱截面积S=0.09*√Po (cm ଶሻ或满足公式A୔=A ୣכA ୵ൌ୔౥כଵ଴లଶכ஗כ୤౩כ୆ౣכஔכ୏ౣכ୏ౙ(cm ସ ) ；Ae 是磁芯截面积（cm 2）,Aw 是磁芯窗口面积（cm 2）；f 的单位为Hz ，Bm 的单位为Gs ，取(1500)不大于3000Gs ，δ导线电流密度取:2～3A /mm ଶ ，K ୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc 磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1做较大瓦数的 Power 。