FLYBACK变压器设计公式
深圳朝祥光电科技有限公司变压器设计经验公式
1.洩放電阻的計算:2.S 側整流二極體的計算:3.功率晶體管的計算:4.P 側輸入電解電容的計算:5.整流橋的計算:6.變壓器參數的計算:所以R 1,R 2各取750K ΩA:正向截止電壓額定值B:最小峰值正向電流值經驗公式: I fm =2I out /(1-δmax )FLYBACK SWITCHING POWER SUPPLY 各主要元件設計參考值I fm =2*1.25/(1-0.47)≒4.7A 取值為10A經驗公式: V cemax =V InMax /(1-δMax )經驗公式: R=T/2.21C時間T 取1S, C 為CX 電容容量的總和(單位:uF)則24V/1.25A 此MODEL 的洩放電阻R 為(因CX1=0.33uF)則24V/1.25A 在此MODEL 下的整流二極體最小峰值正向電流值為R=1/2.21*0.33 ≒1.37MΩ,取近似值1.5MΩ, R 1,R 2串聯750KΩ;則24V/1.25A 在此MODEL 下的MOS 體管DS 電壓值為V dssMax =370/(1-0.2)≒460V 取值為600VA:MOS 管I d 電流值經驗公式: I d =2P out /(ηV In δMax )經驗公式: V d =1.2V InMax (N s /N p )所以D4取BYQ28E 200 (10A/200V)A:MOS 管V dss 電壓值則24V/1.25A 在此MODEL 下的整流二極體正向截止電壓的額定值為V d =1.2*264*1.414(16/60)≒120V 取值為200VC=2*30=60uF 取經驗值為56uF/400V所以電容C 3取值為56uF/400V經驗公式: I 0=P out /(ηVin min PF)I d =2*30/(0.8*107*0.4)≒1.75A 取值為5.1A所以MOS 管Q 2取值為SSS10N60A (5.1A/600V)經驗公式: C=2P out則24V/1.25A 此MODEL 的電解電容C 3容量為則24V/1.25A 此MODEL 的整流橋為I 0=30/(0.8*90*0.6)≒0.69A 取經驗值為1A所以整流橋D 5,D 6,D 7,D 8均取為1N4007 (1A/1000V)為計算參數的方便,假設變壓器工作在不連續模式, 再通過調整初級電电感量,來確定其工作模式.(1). 基本參數的確定工作頻率 f=55KHz V In=100V(90~264V AC)D Max=0.48 △B=0.18 TV2Min=V F+V L+V O=0.8+0.2+24=25V 電流密度 J=4A/mm2(2). 磁芯選取經驗公式: A E=0.15P O1/2=0.15*301/2=0.82cm2取EI28磁芯 A E=86mm2(3). 參數計算N=V2Min(1-D Max)/(V In*D Max)=25(1-0.48)/(100*0.48)=0.2708I PK=2P0/(V In D Maxη)=2*30/(100*0.48*0.85)=1.47AL P=V In D Max/(I PK f)=100*0.48/(1.47*55*103)=0.6mHN S＞N*I PK*L P/(△B*A E)=0.2708*1.47*0.6*10-3/(0.18*86*106)=15.4 T S取N S=16T SN P=N S/N=16/0.2708=59.08取N P=60T SN F=V F N S/V2Min=18*16/25=11.5 T S (SG6840 AUX電源V F=18V)取N F=12T S(4). 線徑計算I PK RMS=I PK(D Max/3)1/2=1.47(0.48/3)1/2=0.59AΦN P=(I PK RMS/Jπ)1/2*2=(0.59/4*3.14)1/2*2=0.43mm取ΦN P=0.45mmΦN S=(I0/Jπ)1/2*2=(1.25/4*3.14)1/2*2=0.63mm取ΦN S=0.65mm取ΦN F = 0.35mm以上計算所得參數需經驗證,以確保窗口面積是否合適,可適當調整.為讓系統在整個電壓範圍內工作穩定,效率最高,電感量需作进一步调整,使其在整个电压范围内,两种工作模式(连续模式﹑不连续模式)都有跑到.最终电感量调整在1.25mH.。
反激变压器 ccm模式次级电流计算公式
反激变压器ccm模式次级电流计算公式摘要：一、反激变压器简介二、CCM模式概述三、次级电流计算公式推导四、次级电流计算实例五、结论与实用建议正文：一、反激变压器简介反激变压器（Flyback Transformer）是一种广泛应用于开关电源、逆变器等电子设备中的重要元件。
它主要由磁芯、线圈和绕组组成，能在输入电压和输出电压之间实现能量传递。
在反激变压器中，次级电流是非常重要的参数，因为它直接影响到输出电压的稳定性和负载设备的性能。
二、CCM模式概述CCM（Current Conduction Mode）模式是指在开关电源工作过程中，次级电流在半个周期内持续导通的一种工作模式。
在这种模式下，次级电流的平均值等于输入电压与负载电阻之比。
CCM模式下的反激变压器具有较高的效率和较小的体积，因此在很多应用场景中备受青睐。
三、次级电流计算公式推导为了便于分析和计算，我们先假设以下条件：1.磁芯损耗忽略不计；2.绕组电阻和电感忽略不计；3.输入电压为正弦波形；4.开关频率足够高，使得次级电流与输入电压的相位差可以忽略。
根据基尔霍夫电压定律，我们可以得到次级电压与次级电流的关系：V2 = L × di/dt + R × i其中，V2为次级电压，L为次级电感，di/dt为次级电流的变化率，R为次级电阻。
由于次级电流在整个周期内持续导通，我们可以将次级电流表示为：i = Iavg + Δi其中，Iavg为次级电流的平均值，Δi为次级电流的波动成分。
将上式代入V2的表达式，得到：V2 = L × (di/dt + Δi) + R × (Iavg + Δi)根据输入电压与次级电压的相位关系，我们可以得到：di/dt = -D × V1其中，D为开关占空比，V1为输入电压。
将上式代入V2的表达式，得到：V2 = L × (-D × V1 + Δi) + R × (Iavg + Δi)四、次级电流计算实例假设我们有一个反激变压器，其参数如下：- 输入电压：V1 = 12V- 输出电压：V2 = 5V- 开关占空比：D = 0.6- 次级电感：L = 10uH- 次级电阻：R = 0.1Ω根据上述公式，我们可以计算次级电流的平均值：Iavg = V2 / (L + R) = 5V / (10uH + 0.1Ω) = 500A同时，我们可以计算次级电流的波动成分：Δi = -D × V1 = -0.6 × 12V = -7.2A因此，次级电流的有效值：Ieff = Iavg + Δi = 500A - 7.2A = 492.8A五、结论与实用建议本文详细介绍了反激变压器CCM模式下次级电流的计算方法。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
Flyback计算公式(现成)
初級參數 輸入 輸入電壓（V） 输出电压（V） 输出电流（A） 效率（%） 工作頻率（Hz） 最大占空比（Duty） Vac min Vac max Vout Iout η f Dmax 90.00 264.00 36.00 3.00 0.83 65000 0.50 輸入電壓（V） 輸出功率（W） 输入功率（W） 初级最大平均电流（A） 周期 (sec) 最大导通时间 (sec) 電流连续式 (K=IP(L) / IP(H)=0.4~0.6) 0.5 電流斷续式 (K=0) 斷續式初级峯值电流（A） 初级連續电流 IP(H)（A） 初级連續电流 IP(L)（A） 斷續式电感量（mH） 連續式电感量（mH） 有效磁芯截截面（cm2） 磁感应强度（Gauss） 斷續式初級有效電流（A） 連續式初級有效電流（A） 输出电压上限(+5%)（V） 輸出整流管順向壓降（V） 辅助电压（V）
辅助电压整流管順向壓降（V）
計算結果
Ae ΔBm Irms Irms VOUT max VF Vb VF IS(PK) IS(H) IS(L)
1.25 2000 2.05 1.81 37.8 0.98 13.0 1.2 12.00 8.00 4.00
斷續式初级匝数（Turn） 連續式初级匝数（Turn） 斷續式初级线径（mm） 連續式初级线径（mm） 次级参数： 斷續式次级匝数（Turn） 連續式次级匝数（Turn） 斷續式辅助匝数（Turn） 連續式辅助匝数（Turn） 斷續式次級有效電流（A） 連續式次級有效電流（A） 斷續式初级线径（mm） 連續式初级线径（mm）
斷續式次级峯值电流（A） 次级連續电流 IS(H)（A） 次级連續电流 IS(L max Pout Pin Iin(DC MAX) T Ton IP(PK) IP(H) IP(L) LP LP Np Np DNp DNp Ns Ns Nb Nb Irms Irms DNs DNs
Flyback反激设计总结
反激变压器的设计步骤
1.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数：
（1）增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗的减小或增加。 （2）以TDG公司的TP4W铁氧体磁芯为例，在100kHZ的条件下，损耗与 B 2.86 成 正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%
次级绕组匝数： 辅助绕组匝数：
（1）反馈环路与控制电路的学习，例如光耦TL431反馈电路、UC3843峰值电流控制等。 （2）热设计，需要考虑器件的散热，这对于产品的可靠性影响很大。 （3）PCB设计，需要考虑布局与布线。
6、课后作业
用反激拓扑设计与制作一个开关电源： 输入市电85Vac～265Vac，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率30W。。。 Note：提供一个参考设计实例，控制芯片选用UC3843
（4）最大占空比Dmax的选择受主MOS的耐压限制。设计时以MOS管耐压选择最大占空比 Dmax（VDS>Vinmax + n*(Vo+Vf)），并留一定的余量（漏感还将引起一个电压尖峰）。并 且如果Dmax大于0.5，那么对于峰值电流控制的方案需要加入谐波补偿电路。
设计时的注意事项及课后作业
5、设计反激电源还需要学习的主要内容
flyback原副边电流关系 -回复
flyback原副边电流关系-回复Flyback变压器是一种常见的开关电源变压器，广泛应用于各种电子设备中。
它的工作原理与普通变压器有所不同，其中一个重要的关系就是其原边和副边电流之间的关系。
本文将一步一步回答关于flyback原副边电流关系的问题。
Flyback变压器的结构和原理首先，让我们了解一下Flyback变压器的结构和工作原理。
Flyback变压器主要由一个磁性芯、一个原边线圈和一个副边线圈组成。
原边线圈由交流电源驱动，副边线圈则通过开关管控制以产生输出电压。
当开关管导通时，原边线圈会储存能量，而当开关管关闭时，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
Flyback变压器的开关周期Flyback变压器的工作周期分为两个阶段：导通阶段和断开阶段。
在导通阶段，开关管导通，原边线圈储存能量；而在断开阶段，开关管关闭，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
这两个阶段的时间比例称为开关周期。
开关周期的长度由开关管的导通时间和断开时间决定。
Flyback原边电流当开关管导通时，原边线圈会接收电源的电流，并将其转化为磁能。
根据电流连续性原理，原边电流的平均值与副边电流的平均值应相等，即：I_primary_avg = I_secondary_avg其中，I_primary_avg代表原边电流的平均值，I_secondary_avg代表副边电流的平均值。
Flyback副边电流当开关管关闭时，存储在原边线圈中的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
副边电流的变化与原边电流的变化成反比，即原边电流下降，副边电流增加。
这是由于变压器的能量守恒原理所决定的。
根据变压器的能量守恒原理：V_primary_avg ∙ I_primary_avg ∙ t = V_secondary_avg ∙I_secondary_avg ∙ t其中，V_primary_avg代表原边电压的平均值，V_secondary_avg代表副边电压的平均值，t代表开关周期的长度。
讲义 Flyback电路原理
开始很高兴有这么一个机会，和大家一起学习和讨论Flaback电路的原理。
今天介绍的内容中，公式比较多，有些枯燥；但是经过理论推导，期望能让大家对于Flyback电路的“工作原理，伏秒平衡定律，以及C.C.M.和D.C.M两种工作模式”等内容的理解，能更加透彻些。
Flyback转换器原理主要内容：一、Flyback电路简述二、Buck-Boost转换器原理三、Flyback转换器原理四、Flyback电路改进版本介绍附录：I Flyback变压器设计II Flyback电路的EMI分析序言Flyback转换器应用相当广泛，其原因有：从电路的角度看，Flyback电路有最少元件的特性；从设计的角度看，Flyback电路有简单高可靠度的特点；从经济的角度看，Flyback电路成本最低，醉适合一般小功率的电源使用。
在实际的应用中，用在接市电的低瓦数电源，多半用Flyback电路来实现，例如：30-40W的笔记本电脑，70-80W的个人电脑，40-50W的传真机与影像扫描机，20W以下的Adapter（适配器）……未来的电子产品讲究轻薄短小又省电，所以Flyback电路会更风行。
Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。
一、Flyback电路简介（一）Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。
（1）Flyback变换器理论模型如图。
（2）实际电路结构根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。
Flyback变压器自动计算表格(含反向验证)
输入电压Vin（V）输出电压Vo（V）输出电流（Io）二极管压降V f （V）开关频率fs（Hz）451210.4350000副边极限电流ΔIsmax（A）副边电感量Ls=Lp/n 2(uH)匝数比n=Np/Ns磁截面积Ae（mm 2）磁通密度ΔB（T）2.39309523825.00945181.09523809511.40.25占空比DVo+Vf（V）23.18%12.4ΔI SB （A）D off =1-DLs=Lp/n 2（uH）1.08819206476.82%25.0094518副边峰值电流ΔIsp（A）工作状态1.846CCM模式副边实际峰值电流计算由公式Io=ΔIo*ΔTs/2,可得ΔTs=2Io/ΔIo；将ΔI SB 公式代入ΔIo，ΔTs代替D off ，得到ΔTs=[1、当D off >ΔTs时，在t off 时间内，电感可以完成放电,电路工作在DCM状态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*2、当D off =ΔTs时，在t off 时间内，电感刚好完成放电，因此，电路工作在DCM/CCM模式临界点，3、当D off <Δts时，在toff 时间内，若放电电流从0开始变化，无法提供足够的能量，因此存在直流 此时ΔI SP =ΔI SB +ΔIs，∵ 根据梯形体积公式Io=[ΔIs+（ΔI SB +ΔIs）]*D off /2,得到ΔIs=Io/D off -ΔI SB /2 ∴ ΔI SP=ΔI SB +ΔIs=Io/D off +ΔI SB /2已知量原边、副边极限电流计算（磁饱和电流由公式Ns=Ls*ΔIsmax/(ΔB*Ae)，可得ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）占空比计算由公式n=Vin/(Vo+Vf)*D/(1-D)，可得D=n(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)临界状态电感输出峰值电流计算由公式Ls=(Vo+Vf)*D off /(ΔI SB *fs)，可得ΔI SB =(Vo+Vf)*D off /(Ls*fs)原边匝数Np副边匝数Ns原边电感量Lp（uH）232130副边峰值原边峰值原边极限电流ΔIpmax（A）1.8461.6852.185开关关闭时间占比D off =1-D 电流变化时间占比ΔTs76.82%118.82%I OB （A）Ts代替D off ，得到ΔTs=[2Io*Ls*fs/（Vo+Vf）]0.5态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*ΔTs/(Ls*fs)；在DCM/CCM模式临界点，此时ΔI SP =ΔI SB ；足够的能量，因此存在直流分量，电路工作在CCM模式下，o/D off -ΔI SB /20.41795704和电流）ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）/Lsn(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)+Vin)临界状态输出电流计算I OB =ΔI SB *D off /2。
Flyback变换器各主要器件设计推算
Ipmax
D
Ton
)电电电电
Vs Ip Vp Vin
B
D C R
C
Is C
B
Vb E
A
Vce
A
1
2
3
4
二、变压器Np、Ns、Lp的计算 Np、Ns、Lp的计算
• 1。初级匝数Np Vin=Np*（∆φ/∆t）=Np*（∆BAe/Ton） =》Np=VinTon/∆BAe 。。。。（1） ∆B取0.65Bs（一般Bs不超过0.5T) =》∆B=0.32T Vin取输入电压最小值 Ton=δmax*T
• (19)-(20)式得: Ismin=Io/(1- δmax)- (VinTon/2Lp)*(N1/N2) …… (21) Ipmin=Ismin*N2/N1=(N2/N1)*Io/(1- δmax)VinTon/2Lp ……(22) 将(22)代入(18)： Ipmax=VinTon/Lp+{(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]Vin/2Lp} =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+VinTon/2LpF =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+Vin δmax/2LpF 推算完毕。很显然Id=Ismax=N1Ipmax/N1 =1/(1- δmax)*Io+(Vin δmax/2LpF)*(N2/N1) ……(23)
五.输出整流二极管Id、Vd的计算 输出整流二极管Id、Vd的计算
• Id=Ismax=n*Ipmax 这是一种算法，但是并不直观。因为设计 者往往先已知输出电流Io,所以我们要找出Id 与Io之关系。
关系图
• 求面积： Io=1/2*Ismax*toff =>Ismax=2Io/(1-δmax) =>Id=Ismax=2Io/(1-δmax) …… (14) Vd=Vo+Vin/n ……(15) 总结：Ipmax也可用Io来表示 Ipmax=Id/n=2Io/(1-δmax)*(1/n) ……(16)
Flyback开关电源变压器设计方法
在低压满载情况下，初级绕组线圈中电流包含直流分量和 交流分量，分别形成直流磁通密度 Bdc 和交流磁通 Bac， 如图 5。
Po *106 .......(11) 2* * K0 * KC * f S * Bm * j
若 APp Ae * Aw ，说明磁芯可以使用。 （11）式中， K0 为窗口铜填充系数，一般取 0.4； Kc 为磁芯填充系数，对铁氧体磁芯一般取 1； Bm 为变压器的工作磁芯密度，查找磁芯参数表，一般取 100℃下的 ( BS Br ) *0.6 ，Bs 为磁芯饱和磁通密度，Br 为磁芯剩余磁通密度。 J 为电流密度，自然散热下<5A/mm2（CLASSA 要求） ， <7A/mm2（CLASSB 要求） ，一般取 5A/mm2。 6) 计算初级、次级、辅助绕组匝数和气隙长度 其中， 图5
压降 Vf 的二极管。
低电压输入时，从轻载到重载，变压器经历 DCM—BCM —CCM 的模式切换； 高电压输入时，从轻载到重载，变压器一直工作在 DCM 模式。 输出功率较小时，系统始终工作在 DCM 模式。 通常， Po<10W，取 K=1； 10W<Po<20W，取 K=0.8~1； 20W<Po<30W，取 K=0.6~0.8； Po>30W，取 K=0.4~0.6 K 值的选取越大，电流上升的速率 Kimos 就越快，一般要 求该值不大于 MOS 管上升速率或下降速率的 1% （如 4N60，上升时间和下降时间最大为 100ns，则其最小速率 为 40A/us，Kimos 不应超过 0.4A/us） 。 选取 K 值后，低压满载时初级线圈中Δ Ip，Ipp 和平均电 流 Ipa 有如下关系，如图 4：
2 I 2 DMAX I a 12 I a DMAX ................................................(20)
400W反激总结 flyback变压器设计
输出功率输出电压输入电压最大输入最小输入200W 12.5V 48V~80V 125V 24V 100Khz 1.5倍希望80V满载时电感电流连续（1.5倍最大电感电流）
计算步骤
5：2
最大占空比为0.58；计算方法公式一3.1uH 计算方法参考公式二。
47A 计算方法参考公式三
2预设值，根据匝比选择，并根据最终计算结果做修正196
毫米平方，计算方法参考公式四选择TDK PC44PQ35/35Z-12
0.2计算48V输入电压下的值,参考公式五1.4通过TDK磁芯材料datasheet，可以计算出计算出最优铜损，参考公式六0.3
参考公式七
总结从铜损和铁损数值可知，磁芯体积可以减小，增加匝数。
减小铁损，增加铜损。
计算ΔB 副边励磁电感ΔI
计算铁损原副边绕组比例
总铜损
电感电流最大值选择副边匝数Ns 磁芯有效截面积Ae
选择磁芯已知值
设定值
原副边匝比副边励磁电感量开关频率设定由模块的体积决定，与模块开关频率
最大占空比0.62、希望用200V的mosfet，那么主管最高电压
1、当输入为24V时，占空比不超过0.6，从而
最大电感电流）；会影响电流有效值和电容选择
据最终计算结果做修正
疑问1：磁芯的形状选择
疑问2：Ae和Aw是否已由厂家决定
可以计算出
小铁损，增加铜损。
与模块的体积成反比
高电压值为150V，同样可以计算出匝比，从而计算出变压器匝比。
FLYBACK 反激变换器
在Vin或Ro上升时减小Ton，Vin或Ro下降时增大Ton，从而使输出恒定
DCM设计原则和步骤
• 确定初/次级匝数比Np/Ns
• 开关管压降为
Vds
Vin
Np Ns
Vo
• 首先选择开关管的额定电压，参数的选择应使Vds尽量小，但应 保证即使有0.3Vin的漏感尖峰叠加于Vds，对开关管的极限值仍有 30%的裕度
• 此模式下，电感中储存的能量不完 全释放至负载中
互感
• 互感现象
• 由于N1和N2有磁的联系，即磁通Φ11即通过N1，而且还有一部分 Φ12通过N2，i1变化时， Φ12也随之发生变化，因此在N2中也会 产生感生电动势；反之，i2变化时，同样也会在N1中产生感生电 动势。
• 互感系数
• Φ11产生的磁通Φ12与线圈N2磁链，
磁路服从电路的基尔霍夫定律
• 由基尔霍夫定律第一定律得:磁路中任意一点 的磁通之和为零ΣΦ=0
•由基尔霍夫定律第二定律得:沿某一方向的任 意闭合回路的磁势的代数和等于磁压降的代数 和ΣIN=ΣΦR或ΣHl= ΣΦR
N匝线圈电感的计算
• 电感系数的定义
•由
L
=N；
i
BA；B
H；Hl
Ni；G m
忽略不计
L
N2
/ R
N 2G
N2
A
• 磁粉芯电感可等效为高磁导率材料磁芯与一个不同长度的气隙串 联
L N 2G N 2 A；
l
是磁粉芯磁导率随偏置电流加大而下降的百分比
气隙磁芯电感应用
• 如果实际测量中电感值过大，不要减少匝数， 这样可能会使损耗过大或磁芯饱和，可增加气 隙来减少电感。
=
A
FLYBACK变压器设计公式
1、确定电源规格输入电压V in输入电压变动范围170264输入频率输出电压V O(V) 5.2输出电流I O(A)15 2、确定D和f0最大占空比D max0.4基准振荡频率f min(KH Z)100 3、输入直流电压输入直流电压范围V1(V)201.62373.296 4、I1p、N12和L1的计算输出电流保护点19.5输出整流二极体正向压降V f(V)0.5输出滤波电感正向压降V L(V)0.3变压器二次侧电压V2(V)6变压器二次侧输出功率P2(W)117变压器效率0.95I1b与I1p的比值K0.6流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.908880176周期T(mS)0.01截止时间T OFF(mS)0.006一二次线圈匝数比N120.044638429导通时间T ON(mS)0.004一次侧线圈电感量L1(mH) 1.056221352 5、磁芯的确定磁芯的有效截面积S m(mm2)107最大磁通密度B max(Gauss)3000 6、N1和N2的计算二次线圈的圈数N2 2.230000205一次线圈的圈数N160 7、变压器的计算流经一次线圈电流的最小值I1b(A) 1.135646346流经一次线圈电流的有效值I1rms(A) 1.015541619流经二次线圈电流的最小值I2b(A)15.17981949流经二次线圈的最大电流I2p(A)28.58689468流经二次线圈电流的有效值I2rms(A)17.59532966电流密度I d(A/mm2)线圈有效截面积S(mm2)S=I rms/I d 8、变压器的验证二次线圈的圈数N23一次线圈的圈数N160一二次线圈匝数比N120.05导通时间T ON(mS)0.003731111流经一次线圈的最大电流I1p(A) 2.138668546I1b与I1p的比值K0.531006241最大磁通密度B max(GS)2498.444563 9、高压时的确认导通时间TON(mS)0.002432617最小占空比D min0.243261652 10、开关管选择所需承受电压V CEmax(V)622.16所需承受电流I Cmax(A) 2.138668546 11、输出整流二极体选择所需承受反向电压V Fmax(V)31.108所需承受正向电流I Fmax(A)50一般为(1.2~1.4)I O一般为0.5~0.6之间0.050.75360自然冷却时取1.5-4A/mm2风扇冷却时取3-6A/mm2。
flyback变压器设计步骤
是在此期间，欧阳修在滁州留下了不逊于《岳阳楼记》的千古名篇——《醉翁亭记》。接下来就让我们一起来学习这篇课文吧！【教学提示】结合前文教学，有利于学生把握本文写作背景，进而加深学生对作品含义的理解。二、教学新课目标导学一：认识作者，了解作品背景作者简介：欧阳修(1007—1072)，字永叔，自号醉翁，晚年又号“六一居士”。吉州永丰(今属
VDS(MAX )
2 Vin(max)
(VOUT
VD ) NP NS
Vl
1.414
264
(5 0.6) 40 3
Vl
448V
Vl
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
输出整流二极管承受的最大电压
ICRMS
1 T
DT I 2CQ1dt 1
0
T
T DT
I
2 C
Q1
dt
1 T
I
2 P
DT
0
Po
VIN D
1
PO2
DT
T VI2N D 2 2
流过变压器原边绕组的电流有效值可以近似 等效于流过Q12的电流有效值。
副边电流有效值计算公式
参知政事范仲淹等人遭谗离职，欧阳修上书替他们分辩，被贬到滁州做了两年知州。到任以后，他内心抑郁，但还能发挥“宽简而不扰”的作风，取得了某些政绩。《醉翁亭记》就是在这个时期写就的。目标导学二：朗读文章，通文顺字1．初读文章，结合工具书梳理文章字词。2．朗读文章，划分文章节奏，标出节奏划分有疑难的语句。节奏划分示例
flyback原副边电流关系 -回复
flyback原副边电流关系-回复[flyback原副边电流关系]本文将通过一步一步的方式回答关于flyback变压器原副边电流关系的问题。
Flyback变压器是一种常见的开关电源变压器，常用于电子设备中的DC-DC转换器。
在使用和设计中了解并掌握flyback变压器的原副边电流关系对于电源系统的性能和稳定性非常重要。
第一步：flyback变压器原副边电流的基本概念Flyback变压器由一个主电感、副电感、开关管以及用于储能和输出的电容组成。
其原副边电流是指主电路和副电路中的电流大小。
在flyback变压器中，主电流由开关管的导通和截止控制，而副电流则通过副电感和输出电路驱动。
第二步：flyback变压器主副边电流的关系原副边电流之间的关系可以通过以下公式来表示：I_pri * N_pri = I_sec * N_sec其中，I_pri是主边电流，N_pri是主边匝数；I_sec是副边电流，N_sec 是副边匝数。
这个公式可以理解为，原副边电流的乘积等于原副匝数的乘积。
这说明原副边电流的比例与原副匝数之间存在直接关系。
第三步：主副边电流关系对flyback变压器性能的影响原副边电流的关系决定了flyback变压器的功率传递效率和输出电流能力。
当原副边电流的比例改变时，变压器的电压传递比也会发生变化。
通过调整原副功率，可以改变输出电压和电流的大小。
例如，如果原副边电流的比例增加，输出电流也会随之增加。
这种情况下，变压器的输出功率将增加，但功率传递效率可能会降低。
因此，在设计flyback变压器时，需要考虑原副边电流的关系以及其对性能的影响，从而实现所需的功率转换和电流控制。
第四步：flyback变压器电流波形的分析除了原副边电流的比例关系外，还需要对flyback变压器的电流波形进行分析。
主电流和副电流的波形在各个工作状态下都有所不同，这也直接影响了变压器的功率损耗和效率。
在变压器的开关管导通期间，主电流会直流增加。
flybuck变压器计算
0.57
mm
0.74
A
(K 2 2 +K 2 +1)(1-Dmax) 3 31.变压器次级边第二路线径(连续状态下)： Is2(rms)=Is2
0.33
A
DS2=
4Is2(rms) πJ
0.29
mm
32.次级边第二路的电流峰值(断续状态下)：
Is2= 2PO2NPS2 2 T LP
0.56
A
33.次级边第二路的电流持续时间(断续状态下)： T2=2I02*T/IS2= 34.次级边第二路的电流有效值(断续状态下)：
2.63
US
34.次级边第4路的电流有效值(断续状态下)：
Is3(rms)=Is3
35.变压器次级边第4路线径(断续状态下)：
T3 3T
0.23
A
DS3=
最后变压器参数 线圈 原边 次级边第一路 次级边第二路 次级边第三路 次级边第四路
4Is3(rms) πJ
0.24
mm
交值电流比 K 0.30 K1 0.06 K2 K3 K3 -0.65 -0.65 -0.80
(K32 +K3 +1)(1-Dmax) Is3(rms)=Is3 3
31.变压器次级边第三路线径(连续状态下)：
0.33
A
DS3=
4Is3(rms) πJ
0.29
mm
32.次级边第三路的电流峰值(断续状态下)：
Is3= 2PO3NPS32 T LP
0.56
A
33.次级边第三路的电流持续时间(断续状态下)： T3=2I03*T/IS3= 34.次级边第三路的电流有效值(断续状态下)：
3.59
反激式变压器设计公式
<46.5W Flyback transformer Design Example>
1. Type Input AC Line Voltage and Frequency Vac= 85 Vac ~ fs= 60 Hz 2. Type Output Power and Efficiency Pout= 46.5 W η= 80 % Pin= 58.125 W 265 Vac
ton _ max = tsw × Duty _ max
A=B=C
Ipk
A C B
7. If the above Ipk is too high type lower Ipk Ipk_mosfet= 2.5 A
Pin V min Iin _ dc _ avg Ipk = 2 × Duty _ max Iin _ dc _ avg =
Cin × fs
fig 1. DC Link Cap Voltage
5. Type SMPS Max. Duty Duty_max= 6. Calculated values tsw= ton_max= Iin_dc_avg= Ipk=
0.45
tsw =
us us A A
1 fsw
14.28571 6.428571 0.7 3.1
ton _ max
tsw
fig 3. Transformer Energy
Ns =
12. Type number of turns to determine the other outputs Np 35 Turn Turn Ns 6 2 4.166667 3 6.25 4 8.333333 5 10.41667 Turn V(Vo+VFW) 6 12.5 25 52.08333 0 0 *Vo is calculated based on VFW =0.7V. 13. Calculated winding diameter. DCM case Iin_rms= 0.735867 A
flyback变压器设计步骤
I P I DC L f DMAX VinMIN
②
把②式代入①得：
P0 1 I DC I P DmaxVinMIN 2
若DCM或临界时，IDC=0， 在CCM时，一般取IP=3IDC
原边电流有效值计算公式
如图2，设IP为△I的中点，则IC的电流波形 可以近似的表示为：高度为IP，宽度为DT的 方波（如图3），则有：
VDS ( MAX ) (VOUT VD ) N P 2 Vin(max) Vl NS
(5 0.6) 40 1.414 264 Vl 448 V Vl 3
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
Ic(Q12)波 形： 图2 原边开关管电流波形
IDC
IP Ic(Q12)近 似波形： A1 A2 图3 电流等效波形 Iin
反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f， 在最大占空比时，当开关管开通时，原边电 流为IDC；当开关管关断时，原边电流上升到 IP，根据能量守恒：
PIN VIN I IN
I IN 1 T
PO
DT
0
I P dt D I P
I C Q1
I P 0～DT
0DT～T
则流过Q12的电流有效值为：
I C RMS 1 DT 2 1 T 2 I C Q1 dt I C Q1 dt 0 T T DT
P 1 2 2 I P I DC L f 0 2
FLYBACK设计基础
彭大利
2012-05-05
开关电源转换器种类
• 升压型(BOOST) • 降压型(Bulk)
• • • • Forward Push-Pull Half-Bridge Full-Bridge
• 升降压型(Bulk-BOOST)
• Flyback
Bulk-BOOST--升降压原理（伏秒定理）
BOOST--升压原理
Vo=?Vin
Bulk --降压原理
Vo=?Vin
Bulk-BOOST与Flyback变换
变压器隔离
常见Bulk-BOOST(非隔离)
开关器件换位置
整理
常见Flyback(隔离)
Flyback工作模式——DCM
Flyback工作模式——CRM
Flyback工作模式——CCMLeabharlann Flyback工作模式对比
Flyback——工作原理（DCM）
Flyback——工作原理（DCM）
Flyback——工作原理（DCM）
Flyback——工作原理（DCM）
Flyback——工作原理（DCM）
Flyback——工作原理（CCM）
Flyback——工作原理（CCM）
Flyback——工作原理（CCM）
Flyback——工作原理（CCM）
实际电压电流波形——杂散元器件影响
实际电路图
1. 保险丝 实际选择值需满足：I^2T，雷击测试以及异常测试时无安规不良发生。 2. 热敏电阻
3. 泄放电阻
4. Y电容
5. Bulk电容
Flyback——DCM基本公式
Flyback——CCM基本公式
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1、确定电源规格输入电压V in
输入电压变动范围170
264
输入频率
输出电压V O(V) 5.2
输出电流I O(A)15 2、确定D和f0最大占空比D max0.4
基准振荡频率f min(KH Z)100 3、输入直流电压输入直流电压范围V1(V)201.62
373.296 4、I1p、N12和L1的计算输出电流保护点19.5
输出整流二极体正向压降V f(V)0.5
输出滤波电感正向压降V L(V)0.3
变压器二次侧电压V2(V)6
变压器二次侧输出功率P2(W)117
变压器效率0.95
I1b与I1p的比值K0.6
流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.908880176
周期T(mS)0.01
截止时间T OFF(mS)0.006
一二次线圈匝数比N120.044638429
导通时间T ON(mS)0.004
一次侧线圈电感量L1(mH) 1.056221352 5、磁芯的确定磁芯的有效截面积S m(mm2)107
最大磁通密度B max(Gauss)3000 6、N1和N2的计算二次线圈的圈数N2 2.230000205
一次线圈的圈数N160 7、变压器的计算流经一次线圈电流的最小值I1b(A) 1.135646346
流经一次线圈电流的有效值I1rms(A) 1.015541619
流经二次线圈电流的最小值I2b(A)15.17981949
流经二次线圈的最大电流I2p(A)28.58689468
流经二次线圈电流的有效值I2rms(A)17.59532966
电流密度I d(A/mm2)
线圈有效截面积S(mm2)S=I rms/I d 8、变压器的验证二次线圈的圈数N23
一次线圈的圈数N160
一二次线圈匝数比N120.05
导通时间T ON(mS)0.003731111
流经一次线圈的最大电流I1p(A) 2.138668546
I1b与I1p的比值K0.531006241
最大磁通密度B max(GS)2498.444563 9、高压时的确认导通时间TON(mS)0.002432617
最小占空比D min0.243261652 10、开关管选择所需承受电压V CEmax(V)622.16
所需承受电流I Cmax(A) 2.138668546 11、输出整流二极体选择所需承受反向电压V Fmax(V)31.108
所需承受正向电流I Fmax(A)50
一般为(1.2~1.4)I O
一般为0.5~0.6之间
0.05
0.75
3
60
自然冷却时取1.5-4A/mm2风扇冷却时取3-6A/mm2。