最新-380V-55KW变频器总体技术方案

-380V-55K W变频器总体技术方案
-380V-5.5KW变频器总体技术方案
一、设计遵从的规范、标准或依据
< 器件选用规范 >
二、单板技术条件
注：以上交流电流值、交流电流电压值均为有效值
变频器驱动板在控制电路发出的六路驱动信号的控制下，把电压、频率固定的三相交流输入电压变换成频率、电压可调的三相交流输出电压供给负载电机，同时将变频器的输出电流、直流电压、模块温度等检测信号送控制板处理及提供控制板工作电源。

三、计算说明书
3.1 主电路
交-直-交变频器驱动板主回路由输入保护电路、PIM模块（包括整流电路、逆变电路、制动电路）、上电缓冲环节、滤波储能电路等组成。

整流电路将三相交流输入整流成直流。

上电缓冲环节包括限流电阻R4、R5和继电器K1，限流电阻在上电过程中限制流过整流桥和电容器的充电电流，当电解电容器两端电压达到正常工作电压80%后，限流电阻被与之并联的继电器短接。

滤波、储能电路由电解电容C1A、
C1B、C1C并联后和电容板上电容串联组成（注：电容板借用TD1000变频器电容板，由C2A、C2B、C2C并联组成），起到储能和滤波作用。

滤波后的直流作为逆变电路输入，通过对逆变器的导通、关断进行控制，供给负载频率、电压可调的交流输出电压
3.1.1 原理图
3.1.2 设计、选用依据.
本设计依据有限公司制定的功率元器件器件降额规范及EUPEC功率模块手册
3.1.3 计算过程
3.1.3.1 整流电路
一、电压计算
整流电路输入电压最大值为380VAC×1.1=418VAC，其峰值电压为
1.414×418=591V。

EUPEC公司模块整流桥耐压V RRM =1600V，计算出整流桥电压降额为591/1600=37%，满足设计要求。

二、电流计算
1、EUPEC模块BSM15GP120、BSM25GP120、BSM35GP120整流桥每个二极管
允许的有效值正向电流I FRMSM相同，均为40A，对于 -4T0037P变频器，在
1.35倍过载情况下输入电流有效值为1.35×10.5A=14.2A，对于 -4T0037G变频
器，在1.8倍过载情况下输入电流有效值为1.8×10.5A=18.9A, 对于 -4T0055P变频器，在1.35倍过载情况下输入电流有效值为1.35×14.6A=19.7A, 对于 -
4T0055G变频器，在1.8倍过载情况下输入电流有效值为1.8×14.6A=26.3A，以上四种变频器在过载条件下输入电流值均小于模块整流桥允许电流值，可以满足设计要求。

2、确定冲击电流
上电缓冲电阻选用两个6W/39欧姆电阻串联，因此考虑电源输入波动，最大的冲击电流为380X1.1X1.4/78=7.6A。

对于 -4T0037P变频器所用EUPEC模块BSM15GP120，其整流桥二极管在10ms内允许的冲击电流为I FSM＝230A，完全满足要求。

对于 -4T0037G/4T0055P变频器所用EUPEC模块BSM25GP120，其整流桥二极管在10ms内允许的冲击电流为I FSM＝230A，完全满足要求。

对于 -4T0055G变频器所用EUPEC模块BSM35GP120，其整流桥二极管在10ms 内允许的冲击电流为I FSM＝260A，完全满足要求。

3.1.
4.2 逆变电路
一、电压计算
施加在逆变桥上的电压除输入电压经全波整流后的直流母线电压外，还有母线寄生电感引起的震荡电压，对于本电路估算取其为100V（实际电路中有尖峰电压吸收
电容存在，本计算中考虑该值是为逆变桥耐压留有余量），因此逆变电路上的电压
V=380×1.1×1.414×1.2+100V=809VDC，其中式中1.2为安全系数。

EUPEC公司模块逆变桥耐压V CE =1200V，计算出整流桥电压降额为809/1200=67%，满足设计要求。

二、电流计算
对于 -4T0037P变频器，在1.2倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为
1.2×8.8A×1.4=14.78A，其所用EUPEC模块BSM15GP120逆变桥允许电流为15A，满足设计要求。

对于 -4T0037G变频器，在1.5倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为
1.5×8.8A×1.4=18.5A, 其所用EUPEC模块BSM25GP120逆变桥允许电流为25A, 满足设计要求。

对于 -4T0055P变频器，在1.2倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为
1.2×13A×1.4=21.8A, 其所用EUPEC模块BSM25GP120逆变桥允许电流为25A, 满足设计要求。

对于 -4T0055G变频器，在1.5倍过载输出1分钟情况下输出电流峰值为
1.5×13A×1.4=27.3A, 其所用EUPEC模块BSM35GP120逆变桥允许电流为35A, 满足设计要求。

三、结温计算
（一）、公式推导
为了使IGBT安全工作，应保证在额定负载及过载情况下，IGBT的结温T j低于T jmax。

导通损耗：导通期间的总损耗P SS＝V CE（sat）I CP。

其中V CE（sat）为通态饱和压降，I CP 为通态电流峰值。

在PWM应用中，通态损耗须与占空比因子相乘，从而得到平均损耗。

当切换感性负载时，续流二极管的导通损耗必须加以考虑，可近似通过数据手册中的标定值V FM与预计的二极管平均电流的乘积得到。

开关损耗：开关损耗包括开通损耗及关断损耗，平均开关损耗P sw由单脉冲总开关能量E SW（E sw= E SW(on)+E SW(off)）与开关频率f PWM相乘得到。

即
P SW=(E
SW（on）+E
SW（off）
) f PWM
E SW(on)和E SW(off))根据工作电流值I C在器件资料中能查曲线得到。

在VVVF变频器中，PWM脉宽调制用于合成正弦波输出电流，IGBT的电流及占空比经常变化，使功率估算变得很困难，以下是估算公式。

a）每个IGBT的稳态损耗
P SS=I CP∃V
CE（sat）∃1
2ο
︒
ο
sin2x∃
1+sin(x=η)∃D
2d x=I CP
∃V
CE（sat）
∃(1
8+
D
3οcosη)
b）每个IGBT的开关损耗
P SW=(E
SW（on）+E
SW（off）
)∃f PWM∃12ο︒0οsin xdx=(E SW（on）+E SW（off）)∃f PWM
ο
c）每个IGBT的总损耗
P C=P SS+P SW
符号注释：
E SW（on）——T=125℃，峰值电流I CP下，每个脉冲对应的开通能量；
E SW（off）——T=125℃，峰值电流I CP下，每个脉冲对应的关断能量；
V CE（sat）——T=125℃，峰值电流I CP下，IGBT的饱和电压降；
I CP——正弦输出电流的峰值（通常I CP=I EP）；
f PWM——变频器的开关频率；
D——PWM信号占空比。

θ——输出电压与电流之间的相位角（功率因数＝cosθ）。

（二）、功耗估算
1） -4T0037P变频器
根据以上公式估算IGBT的功耗。

（D设为0.5，cosθ设为0.85，变频器额定输出电流I E=8.8A，在过载1.2倍输出电流峰值I CP=1.2×8.8×1.4=14.8A，最大f PWM为12kHz，查EUPEC器件资料，对应的V CE=2.2V，E SW（on）=2mWs，E SW（off）=1.7mWs。

a）每个IGBT的稳态损耗
PSS=5.54W
b）每个IGBT的开关损耗
PSW=14.14W
c）每个IGBT的总损耗
PC=PSS+PSW=19.68W
2） -4T0037G变频器
根据以上公式估算IGBT的功耗。

（D设为0.5，cosθ设为0.85，变频器额定输出电流I E=8.8A，在过载1.5倍输出电流峰值I CP=1.5×8.8×1.4=18.48A，最大f PWM为12kHz，查EUPEC器件资料，对应的V CE=2.1V，E SW（on）=3.2mWs，E SW（off）=3.2mWs。

a）每个IGBT的稳态损耗
PSS=6.6W
b）每个IGBT的开关损耗
PSW=24.46W
c）每个IGBT的总损耗
PC=PSS+PSW=31.06W
3） -4T0055P变频器
根据以上公式估算IGBT的功耗。

（D设为0.5，cosθ设为0.85，变频器额定输出电流I E=13A，在过载1.2倍输出电流峰值I CP=1.2×13×1.4=21.84A，最大f PWM为12kHz，查EUPEC器件资料，对应的V CE=2.1V，E SW（on）=3.2mWs，E SW（off）=3.2mWs。

a）每个IGBT的稳态损耗
PSS=7.8W
b）每个IGBT的开关损耗
PSW=24.46W
c）每个IGBT的总损耗
PC=PSS+PSW=32.26W
4） -4T0055G变频器
根据以上公式估算IGBT的功耗。

（D设为0.5，cosθ设为0.85，变频器额定输出电流I E=13A，在过载1.5倍输出电流峰值I CP=1.5×13×1.4=27.3A，最大f PWM为12kHz，查EUPEC器件资料，对应的V CE=2.4V，E SW（on）=4.5mWs，E SW（off）=4.3mWs。

a）每个IGBT的稳态损耗
PSS=11.14W
b）每个IGBT的开关损耗
PSW=33.63W
c）每个IGBT的总损耗
PC=PSS+PSW=44.77W
(三)、结温计算
模块内部的IGBT芯片最高允许结温T jmax=150℃。

这一额定值在任何正常的工作条件下都是不允许超过的。

一个好的设计经验是将最恶劣条件下的最高结温限定在125 ℃或更低。

因此，设计时要留有一定的余量，使模块在低结温下工作，可靠性就能提高。

R th(j-c)——标称的结壳热阻
T jt——IGBT结温
P ——器件的总平均功耗。

T c——模块基板温度(近似为T s——散热器温度)。

考虑各种变频器过载条件下的结温计算如下：
1） -4T0037P变频器
R th(j-c)=0.7K/W
T jt= T c+PC× R th(j-c)= T c+19.68×0.7= T c +13.8℃
变频器整机热保护时，散热器温度为85 ℃，IGBT芯片结温为85＋13.8＝98.8 ℃，满足降额要求。

2) -4T0037G变频器
R th(j-c)=0.55K/W
T jt= T c+PC× R th(j-c)= T c+31.06×0.55= T c +17.1℃
变频器整机热保护时，散热器温度为85 ℃，IGBT芯片结温为85＋17.1＝102.1 ℃，满足降额要求。

3) -4T0055P变频器
R th(j-c)=0.55K/W
T jt= T c+PC× R th(j-c)= T c+32.26×0.55= T c +17.7℃
变频器整机热保护时，散热器温度为85 ℃，IGBT芯片结温为85＋17.7＝102.7 ℃，满足降额要求。

4) -4T0055G变频器
R th(j-c)=0.55K/W
T jt= T c+PC× R th(j-c)= T c+44.77×0.55= T c +24.6℃
变频器整机热保护时，散热器温度为85 ℃，IGBT芯片结温为85＋24.6＝109.6℃，满足降额要求。

3.1.
4.3 储能稳压及滤波电路
整流部分输出的是有脉动的直流电压，为了产生稳定的直流电压，需要用大的电解电容来稳压及滤波。

本驱动板规格为交流380VAC输入，正常情况下母线电压为513VDC，过压保护时母线电压为800VDC，因此需要耐压为400V的电解电容串联组成。

电容容量的大小直接决定了母线电压及输出电压的稳定性，同时也影响流过自身的纹波电流，进而影响温升和使用寿命。

容量太小会导致直流母线和输出电压不稳，带载能力下降；容量太大，成本则大大提高。

计算公式如下：
C=P×△T÷△Um÷Um 本电路中取△Um=0.05Um
其中P为变频器额定输出功率，△Um为允许的直流母线电压波动率，Um为直流母线电压，△T为母线电压跌落时间，取△T =1.67ms。

1） -4T0037G/P变频器
C=3700×1.67×0.001÷（0.05×513×513）=463uF
根据公司降额编码及结构设计情况，取3个470 μF/450V的电解电容组成的并联组再和另外3个470 μF/450V的电解电容组成的并联组串联组成，总电容量为705μF。

2） -4T0055G/P变频器
C=5500×1.67×0.001÷（0.05×513×513）=698uF
根据公司降额编码及结构设计情况，取3个560 μF/400V 的电解电容组成的并联组再和另外3个560 μF/400V 的电解电容组成的并联组串联组成，总电容量为840μF 。

由于实际流过主回路电解电容的纹波电流大于其给定的纹波电流值，实际中采用测量电容的外壳温升方法，而所采用的电容允许温度为105℃，因此要保证电容的可靠使用，必须使其温升低于45℃。

同时，为抑制直流母线电压的高频震荡，在模块的直流输入两端并接一个低感吸收电容，根据经验选取0.1uF/500VAC 金膜电容. 3.1.4.4 上电缓冲电路
由于电解电容容量大，在上电瞬间流过整流模块和电容的冲击电流势必很大，因此在充电过程中必须串入一定的限流电阻以减小冲击电流，当电容充电到正常值的80%后通过闭合与缓冲电阻并联的继电器触点将其短路。

电阻取值根据公式
R =
U dc
I impulse 确定，其中I impulse 为充电过程的冲击电流，参考国外样机，考虑降额及公司物料编码情况，取6W/39Ω功率电阻两个串联。

-4T0037G/P 变频器上电时的时间常数为RC =78×705×10-6=55ms ，查电阻的功率曲线，满足要求。

-4T0055G/P 变频器上电时的时间常数为RC =78×840×10-6=66ms ，查电阻的功率曲线，满足要求。

以 -4T0055G 变频器计算（四种变频器中输出电流最大），考虑其过载150%时，直流母线平均电流估算I d =1.5×
V
W
5139.09.05500⨯⨯=19.8A ，考虑降额、安规要求及公司物
料编码情况，取松川公司的继电器832A-1A-F-S-B-24V （24V/30A ）可以满足要求。

3.1.4.5输入保护电路
为避免变频器受外接电网雷击浪涌及高频干扰影响变频器正常工作，在主回路
输入侧有输入保护电路，该电路由输入线对地连接的电容CX1、CX2、CX3及输入线间连接的压敏电阻RV1、RV2、RV3组成。

3个电容是通过CE 、UL 等认证的安规电容，型号为4700pF/400VAC ，完全满足交流380V 输入要求。

3个压敏电阻型号为
S14K625，该压敏电阻通过1mA电流时的压敏电压为1000V，可以吸收8/20uS波形4500A的浪涌电流，可以满足变频器使用环境要求。

3.2 驱动电路
3.2.1原理图
DRIVE
3.2.2 技术条件
本驱动电路输入7路来自控制板的控制信号，输出7路驱动主回路模块IGBT 的驱动信号。

3.2.3计算过程
3.2.3.1驱动电路封锁部分
DRIVE
该部分电路用于当变频器上电初始化及发生故障时，切断驱动光藕HCPL3120原边阳极电源，从而封锁驱动信号，防止IGBT误开关工作及保护IGBT免受损坏。

当变频器上电初始化及发生故障时DRIVE信号为高电平，Q2关断，+5V电源被封锁，光藕HCPL3120不工作，当变频器运行时DRIVE信号常低，Q2一直导通，驱动电路正常工作。

该部分电路由R36、R37、R22、D21、Q2组成，R22作用为当Q2关断时防止光藕HCPL3120原边悬空引起误动作。

R22选取为10k-1/10W，Q2导通驱动电路正常工作时功率降额为2.5%,满足功率降额要求。

Q2为PNP三极管2N4403
（I C=600mA/V CEO=40V）,由于IGBT正常工作时同一时刻只有3个光藕HCPL3120导通工作，考虑制动管工作情况同时最多有4个光藕工作，因此流过Q2的电流最大为4倍的HCPL3120原边电流，即4X9.4 mA=37.6 mA ,Q2的电流降额为37.6/600=6.3%,电压降额为5V/40V=12.5%,因此Q2满足降额要求。

同时Q2要满足工作在饱和区的条件，计算得出IB=5 mA，由于Q2的放大倍数HFE=100，IBXHFE=500 mA＞37.6 mA，因此Q2工作在饱和区。

D21（2.4V稳压管）及R36（330欧姆）起到限制Q2基极电流作用，R37（10k）为Q2提供偏置，这三个器件满足要求。

3.2.3.2 驱动光藕部分
3.2.3.2.1光藕电路
以其中一路电路为例进行计算。

如下图所示：
DRIVE
R31（330欧姆）为光藕原边二极管限流电阻，C61为提高抗干扰的滤波电容。

R69（36欧姆）为IGBT 导通时的限流电阻，限制IGBT 的开通速度,R17为IGBT 提高栅极的偏置电阻，作用为防止IGBT 栅极受静电损坏，C13为防止干扰产生的栅极驱动尖脉冲电压损坏IGBT 栅极，D42、D45为18V 稳压管，作用为防止在变频器短路或其它情况下IGBT 流过大电流由于密勒效应造成栅极电压升高。

1) 光藕原边计算：
光藕原边二极管导通时电流IF=mA R VF VO VCE V 2.8330
5
.14.04.05315=---=---
式中：
VCE 为Q2的集射极间压降，VF 为光藕原边二极管正向压，VO 为PW+信号低电平电压。

根据HCPL3120器件资料，其原边二极管最大允许电流为25mA, 因此本电路光藕原边二极管电流降额为8.2/25=33%,满足要求。

2）光藕副边计算：
IGBT 导通时PC5光藕副边输出电流 IOH=
mA R VCE V 39433
3
16694=-=-
上式中V4为PC5副边工作电源，VCE 为PC5输出电平压降。

根据HCPL3120手册资料，其副边输出高电平电流最大IOH=1.5A,故IGBT 导通
时PC3光藕副边输出电流降额为0.394/1.5=26.3%,满足电流降额要求。

IGBT 关断时PC5光藕副边输出电流IOL= IOH=0.394A
根据HCPL3120手册资料，其副边输出低电平电流最大IOL=2A,故IGBT 关断时PC3光藕副边输出电流降额为0.394/2=19.7%,满足电流降额要求。

光藕副边工作电源电压为V4，光藕副边工作电源电压降额为16/30=53%，满足要求。

3）功耗计算
光藕的功耗（PT ）是原边二极管功耗（PE ）和副边三极管功耗（PO ）之和，即 PT=PE+PO
而副边三极管功耗（PO ）包括电源损耗（POB ）和开关损耗（POS ），即 PO=POB+POS 计算公式如下：
PE=IF ×VF ×D POB=VCC ×ICC
POS=ESW ×f
上式中IF 为原边电流，VF 为原边二极管压降，D 为开关占空比（由于PWM 波形的占空比为变化的，本计算取为0.8），VCC 为副边工作电源，ICC 为副边工作电流，ESW 为开关损耗能量，f 为IGBT 开关频率。

根据HCPL3120手册提供的曲线，ESW=0.5uJ ，HCPL3120允许的PO 为250 mW ，PT 为295 mW 。

PO=16V×2.5mA+0.5 uJ×15khz=47.5mW < 250 mW,降额为%19250
5
.47=，满足功率降额要求。

PT=PE+PO=8.2 mA× 1.5V ×0.8+47.5 mW =9.84 mW+47.5 mW =57.3 mW<295 mW ，降额为
%4.19295
3
.57=，满足功率降额要求。

3.3 电流检测电路 3.3.1原理图
3.3.2计算过程
变频器输出电流经分流器（RC1和RC2并联）作用转变为电压信号，该电压信号经滤波（R40、C10组成）、隔离放大（HCPL7840）后的差模信号送运放（TL082）进行放大后输出-2.12V~+2.12V 的正弦电流检测信号。

3.3.2.1原边电路
U2
1）原边电源电路计算
该部分电路将+V3(15V)电压经稳压后的5V 电源提供给HCPL7840原边作为工作电源，它由R12、D24、C4组成。

R12的功率降额为
()%4025.01000
5152
=-W V V ，满足降额要求。

D24为5.1V 稳压管，在通过5mA 电流情况下其稳压范围为4.8V~5.4V,满足HCPL7840工作电源范围为4.5V~5.5V 的要求。

2）信号转换输入部分计算
以 -4T0055G 变频器计算，该变频器输出电流最大，如果该变频器满足设计要求，其它三种变频器同样满足设计要求。

RC1、RC2为6m Ω/ 3W 分流器，在变频器额定输出电流13A 时的功率为
W 25.0001.062132
=⨯⨯⎪⎭
⎫
⎝⎛,其功率降额为%5.12225.0=，满足要求。

在变频器过载，即输出电流1.5×13=19.5A 时的功率为
W 57.0001.0625.192
=⨯⨯⎪⎭
⎫ ⎝⎛,其功率降额为%19357.0=W W ，满足要求。

HCPL7840 信号输入端要求输入信号幅值小于±200mV ,否则影响其线性化工作条件。

在变频器1.5倍过载条件下，本电路分流器提供的信号电压幅值为：
1. 5×13A×1.414×2
6
m Ω =83mV <200mV,满足HCPL7840正常工作要求。

电阻R40（68Ω、电容C10（0.01uF ）提供对输入电压信号的滤波作用，取值与HCPL7840推荐参数相同，符合要求。

造成损坏，起到保护HCPL7840的作用。

D50选取为BAV70LT1，其耐压为70V ，完全符合要求。

3.3.2.2 副边电路
该部分电路将经HCPL7840放大8倍后的电压信号通过TL082进行差动放大。

运放的放大倍数K1=
53
78
R R ，整个电流检测电路的放大倍数K=K1×K2=K1×8，其中K2为HCPL7840的放大倍数。

-4T0037G 变频器放大倍数K=10k/2k ×8=40 -4T0037P 变频器放大倍数K=10k/1.4k ×8=57.1 -4T0055G 变频器放大倍数K=4.7k/1.4k ×8=26.9 -4T0055P 变频器放大倍数K=6.81k/1.4k ×8=38.9
TL082工作在+15V 、-15V 双电源条件下，在电源引脚处各有C65、C64两个去藕电容，取值为0.1uF,符合TL082工作条件。

C14（0.1uF）为HCPL7840副边电源去藕电容，提高HCPL7840电源引脚的抗干扰能力。

C22、C40是TL082运放的滤波电容。

3.4 开关电源电路
3.4.1 技术条件
本驱动板开关电源电路采用单端反激工作方式，可以工作在DC150V~DC400V 范围之间，有7路副边电源输出，开关电源输出各路情况如下：
+5V——输出精度±10%，最大输出电流300mA
+15V——输出精度±10% 最大输出电流80mA
-15V——输出精度±10%，最大输出电流额定50mA
+V1——输出额定电压16.8V,输出精度±10% 最大输出电流30mA
+V2——输出额定电压16.8V,输出精度±10% 最大输出电流30mA
+V3 ——输出额定电压16.8V,输出精度±10% 最大输出电流30mA
+V4 ——输出额定电压16.8V,输出精度±10% 最大输出电流100mA
+24V——输出精度±10%，最大输出电流300mA
其中+V1、+V2、+V3分别提供逆变桥IGBT上桥三路驱动电源，+V4提供3个逆变桥下桥臂IGBT驱动电源和1个制动桥臂IGBT驱动电源。

本开关电源采用的变压器型号为F2B4U1GT1，该变压器详细资料请参考附件。

3.4.2 计算过程
3.4.2.1 开关电源原边电路
3.4.2.1.1原理图
N
1）工作电源电路
电阻R6、R7、R8、R9、D2、C9、C26组成开关电源起动电压电路，当变频器
上电直流母线电压建立后首先由该电路提供给开关电源PWM 工作芯片UC2844工作的电源，待UC2844工作输出驱动脉冲使开关电源工作，变压器各绕组输出电压后，UC2844工作的电源由变压器工作绕组提供。

电阻R6、R7、R8、R9为100k/2W 的功率电阻，在变频器正常输入电压时消耗
的功率为：P=W k
VD V 31.020025132
=⎪
⎭⎫ ⎝⎛-,功率降额为0.31W/2W=15.5%,满足要求。

上式中VD 为稳压管D2两端电压，即UC2844工作电压，本式中取值VD=15V 在变频器过压情况下电阻R6、R7、R8、R9消耗的功率为： P=0.77W,功率降额为0.77W/2W=38.5%,满足要求。

整流二极管D3、稳压管D2、电阻R56、电容C9、C26组成开关电源正常工作
的工作电源绕组整流、滤波电路，电阻R56的作用为限制提供给UC2844工作电源引
脚的工作电流，在变频器输出短路时，使UC2844间歇工作，从而起到保护开关电源电路的作用。

D3选取选取快恢复二极管BYV26A （200V/1A ），根据UC2844手册，其工作所需的最大工作电流为30mA , D3的选取满足电流降额要求。

D3工作在截止状态时承受的反向电压计算为 U=
N
Uin
+Vo=513V/14+15V=52V<200V,满足电压降额要求。

式中Uin 为变频器正常输入时直流母线电压值，N 为变压器原副边匝比，Vo 为
UC2844工作电压。

在变频器过压状态下D1工作在截止状态时承受的反向电压为：
U=
N
Uin
+ Vo=800V/14+15V=72V<200V,满足电压降额要求。

2）吸收电路
电阻R49、R50、电容C3、二极管D4组成开关电源RCD 吸收电路，开关电源MOS 管关断时产生的尖峰电压能量通过二极管D4被电容C3吸收，当MOS 管导通时，电容C3上的能量通过电阻R49、R50释放。

D4选取为BYV26G （1200V/1A ）的快恢复二极管，实验测得开关电源MOS 管关断时产生的尖峰电压小于1000V ，D4可以满足设计要求。

3）MOS 管的计算
开关MOS 管选取为2SK2225，规格为1500V/2A ，MOS 管关断时承受的最大电压为1000V ，其电压降额为1000/1500=67%，流过MOS 管的最大峰值电流为
A R V 37.07
.21
481==，MOS 管的电流降额为0.37/2=19%，满足设计要求。

4）PWM 开关芯片UC2844计算
本开关电源PWM 开关芯片UC2844的开关工作频率由外接电阻R35（20k ）、C8（1000pF ）决定，通过查UC2844资料提供的曲线，其振荡频率为76kHZ ，通过UC2844内部分频处理，其输出驱动MOS 管的开关频率为38kHZ 。

UC2844允许的最大输出开关频率为500kHZ ，本电路中UC2844输出开关频率满足设计要求。

UC2844最大可以输出1A 的驱动电流，本电路中MOS 管的驱动电阻R47为36欧姆，
因此UC2844实际输出的最大电流为
A R Vo 375.036
5
.1347==，电流降额为37.5% ，满足设计要求。

上式中Vo 为UC2844输出驱动电压值。

5）电压反馈电路
采用U5（TL431）作为电压基准源，开关电源输出+5V 作为反馈电压信号，同
时采用光藕PC9（PS2501）作为原副边隔离。

R39、R41为反馈电压分压电阻，两者取值相同为2k ，分得的电压为5/2=2.5V,
该电压送TL431参考电压端，满足设计要求。

光藕PC9要工作在线性状态开关电源输出的动态性能才能满足要求，本电路中
PC9原边二极管电流IF=
mA V
V V R VF VK V 88.2330
05.135435=--=--,查PS2501资料在
该原边电流情况下PS2501工作在线性区。

R44作用为在PC9原边截止时给TL431提供工作电流，TL431最小工作电流为
1mA ，本电路中PC9原边截止时提供给TL431的实际工作电流为mA R V
66.144
5=>1mA,满足设计要求。

C6选取0.1uF 电容，作用为防止U5（TL431）发生自激振荡。

3.4.2.2开关电源副边电路
1）+5V 整流滤波电路
D6为肖特基整流二极管MBR1100（100V/1A ），其电压降额为
%8.1810053.37/5131005/513=+=+V
V
V V N V ,上式中N 为原边绕组匝数与+5V 绕组匝数比。

电流降额为%3013.0=。

C30（1000uF/10V ）、C31（0.1uF/50V ）是低、高频滤波电
容，完全满足本电路要求。

2）CVD 电路
CVD 电路是直流母线电压的检测电路，该电路所在绕组工作在正激方式，即原边MOS 管导通时，整流二极管D10导通。

变压器原边绕组与CVD 电路绕组匝比
N=112/8=14。

当原边直流母线电压为500V 时，CVD 信号电压为：
CVD=V V VF N R R R 6.2)2.114
500(82010000820)300(525152=-⨯+=-⨯+ 即直流母线电压与CVD 检测信号电压比值近似为100：
1，上式中VF 为D10
压降。

3）+24V 整流滤波电路
该电路产生的24V 电源一方面供电给散热器风扇，同时它还作为控制板用户外接电源。

该电路最大输出电流为300mA 。

D11选为BYW98（200V/3A ），其电压降额为%42200246.8/51320024/513=+=+V
V V V V N ，N=8.6为原边绕组与+24V 输出绕组匝比，电流降额为0.3/1=30%。

4）±15V 整流滤波电路
5V
5V BYV26A
D9、D10的电压降额为
%262001514/513=+V
V V ，电流电流降额为0.08/1=8%。

3.5 模块温度检测电路
3.5.1 原理图
IG8
IG9
DSP-T
GND5
C21
0.1uF/100V
R34
20K-1/10W
t
RT
NTC
1
2
RT为集成在模块基板上的负温度系数热敏电阻，模块基板温度变化，RT的阻值也随之变化，随温度变化的阻值送给控制板转换为电压信号后送DSP进行处
理。

该电路送给控制板的阻值R=
34
34
R
RT
R
RT
+
⨯
附录1：EUPEC提供的其模块NTC热敏电阻阻值随温度变化关系
上式为EUPEC提供的其模块NTC热敏电阻阻值随温度变化的数学公式，R2为温度T2时的NTC热敏电阻阻值
四、附件
EUPEC模块手册（器件BOM编码：15070024、15070025、15070029）
HCPL3120器件资料（器件BOM编码：39100048）
HCPL7840器件资料（器件BOM编码：39080050）
UC2844器件资料（器件BOM编码：39110173）
MOS管器件资料（器件BOM编码：15060125）
以上器件资料请参阅MBC-QJRZ数据库中器件资料部分。