移相全桥零电压开DCAC-ACD变换器
移相全桥DCDC变换器的设计与研究
i
ABSTRACT
With China's rapid economic development, electronic technology and computer technology become more and more widely. It makes the power supply develop in the direction of lighter , smaller, high-frequency and high-efficiency. While increasing the operating frequency, the power switch voltage and current stress increases as well.Soft-switching technology can achieve zero-voltage start or zero current shutdown. It can also improve the efficiency and reduce the electromagnetic interference. In the field of high-power applications,the phase-shifted full-bridge DC/DC converter has a simple circuit structure, a small switching loss, and it is easy to control.So it has been generally applied on many occasions.
第二章 移相全桥 DC/DC 变换器............................................................................................7 2.1 移相全桥 ZVS DC/DC 变换器 ....................................................................................7 2.2 移相全桥 DC/DC 变换器控制方式...........................................................................13 2.2.1 PID 控制............................................................................................................13 2.2.2 电压和电流双闭环控制 .................................................................................. 13 2.2.3 模糊控制 .......................................................................................................... 13 2.3 移相全桥 DC/DC 变换器关键问题的分析 ..............................................................14 2.3.1 两个桥臂实现 ZVS 的差异.............................................................................14 2.3.2 副边占空比的丢失 .......................................................................................... 16 2.3.3 整流二极管的换流 .......................................................................................... 17 2.4 改进型全桥移相 ZVS-PWM DC/DC 变换器电路 ..................................................21 2.5 本章小结 .....................................................................................................................28
移相全桥软开关DCDC变换器的研究
以牺牲变压器副边一定量的占空比为代价的，它无法消除只能尽量减小。在低压 大电流输入的情况下，副边占空比的丢失尤为严重，导致变换器的效率低下，使 得实现ＺＶＳ变得没有意义。论文通过在传统移相全桥ＤＣ／ＤＣ变换器的变压器原 边串入可饱和电感，大大减小了副边占空比的丢失，同时在滞后桥臂并联辅助谐 振网络，使得滞后桥臂开关管在轻载时也能实现ＺＶＳ，并迸一步减小了副边占 空比的丢失。可饱和电感和辅助谐振网络的引入解决了低压大电流输入情况下宽 负载范围内实现ＺＶＳ和副边占空比丢失严重的矛盾，在实现ＺＶＳ的同时将副边 占空比丢失减小到几乎为零，使得移相全桥ＺＶＳ技术能够很好地应用于这类
ａｄｏｐｔｓ Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ（ＰＳ ＦＢ ＺＶＳ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
ｉｎｓｔｅａｄ ｏｆ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｈａｒｄ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｔｏ ｄｅｃｒｅａｓｅ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｗａｓｔａｇｅ．Ｉｔ ｇｅｔｓ ｇｏｏｄ ｒｅｓｕｌｔｓ．
ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．
±里！！兰堕皇三！壅堕堡：！兰垡堕苎
鳖塑全堡墼墅茎里璺竺￡奎垫墨！！！！里
Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ａｎａｌｙｚｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ，ｔｈｅ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｃｏｎｔｒｏｌ
ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｃｌｏｓｅｄ—ｌｏｏｐ ｐａｒｔ ａｒｅ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｓｏｍｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ ｏｆ
280W移相全桥软开关DC／DC变换器设计.
280W移相全桥软开关DC／DC变换器设计摘要：为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡，采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC／DC变换器。
通过调节移相角调节输出电压，利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，与传统的移相变换器相比，在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝住，实验表明，该方案在实现开关管零电压开通和关断的同时，能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡，减小输出整流二极摘要：为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡，采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC／DC变换器。
通过调节移相角调节输出电压，利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，与传统的移相变换器相比，在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝住，实验表明，该方案在实现开关管零电压开通和关断的同时，能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡，减小输出整流二极管的电压应力。
关键词：软开关变换器；寄生振荡；箝住二极管；尖峰电压移相控制的全桥PWM变换器是最常用的中大功率DC／DC变换电路拓扑形式之一。
移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条件。
然而，传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程，会引起寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压，需增加阻容吸收回路进行抑制，文献提出了两种带箝位二极管的拓扑，可以很好地抑制寄生振荡。
本文采取文献提出的拓扑结构，设计了一台280 W移相全桥软开关DC／DC变换器，该变换器输入电压为194～310V，输出电压为76V。
1 主电路拓扑及工作过程分析本设计所采用的主电路拓扑如图1所示。
移相全桥dcdc变换器原理
移相全桥dcdc变换器，让电力转换更高效移相全桥dcdc变换器是一种高效的电力转换装置，它能够将直流
电能转换为交流电能，并通过谐振方式实现零电压开关，能够减小开
关损耗和输出滤波器的体积和成本，增强整个系统的可靠性和稳定性。
移相全桥dcdc变换器的原理是将交流信号移相90度，使得开关
管在工作时零电压开关，从而减小了开关损耗，提升了功率转换效率。
在相移间隔较小的情况下，移相全桥变换器能够实现高效稳定的电力
转换，被广泛应用于电力电子转换和节能环保等领域。
同时，移相全
桥变换器具有响应速度快、输出波形优秀、噪声低等优点，成为极具
潜力的发展方向。
在实际应用中，移相全桥dcdc变换器需要注意的是控制策略和拓
扑结构。
良好的控制策略能够有效解决电力转换中的问题，同时决定
了装置的可靠性和稳定性。
基于不同的需求，移相全桥dcdc变换器的
拓扑结构也需要灵活调整和适应。
例如，在电池串联应用中，采用并
联谐振转换器能够有效提升效率，降低输出电压波动。
移相全桥dcdc变换器的发展，将对传统电力装置的转换和发展带
来深刻的影响。
未来，随着科技的不断发展，相信这种高效稳定的电
力转换装置将会在更广泛的领域得到应用，为推动可持续发展和能源
转型做出更多的贡献。
一种全功率范围零电压开通的电流型双向隔离DC-DC变换器
中国博士后科学基金（2014M550582），国家自然科学基金（51677162）和河北省自然科学基金（E2015203407、QN20131041）资助项目。 收稿日期 2016-09-19 改稿日期 2017-02-22
关键词：宽输入电压范围 电流型双向隔离 DC-DC 变换器 移相+PWM 控制 零电压开通 中图分类号：TM46
A Novel Current-Fed Bidirectional Isolated DC-DC Converter with Full-Operating-Range ZVS
Sun Xiaofeng1 Wu Xiaoying1 Shen Yanfeng1 Cui Mingyong1 Li Xin1,2 （1. Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province
第 33 卷第 10 期
孙孝峰等 一种全功率范围零电压开通的电流型双向隔离 DC-DC 变换器
2283
0 引言
近年来风能、太阳能、燃料电池等可再生能源 在供电系统[1]、混合动力汽车[2-4]等方面得到了广泛 应用。太阳能、风能等易受气候、季节、地理环境 等因素的影响，输出功率产生波动[5,6]，因此需要储 能单元来保证供电的质量与可靠性。
储能单元的输出电压范围宽且对输入电流纹波 要 求 高 [7] ， 因 此 应 用 在 储 能 系 统 中 的 双 向 隔 离 DC-DC 变换器应满足上述要求。双向隔离 DC-DC 变换器分为电压型[8,9]和电流型[10-19]。电流型双向隔 离 DC-DC 变换器的输入端有电感滤波，使得输入 电流纹波比电压型双向隔离 DC-DC 变换器的输入 电流纹波小[10,11]，延长了储能单元的使用寿命[12]。 此外，电流型双向隔离 DC-DC 变换器中 Boost 电感 的存在使变换器具有高电压增益[13]，输入电压范围 得以拓宽。因此电流型双向隔离 DC-DC 变换器更 适用于储能系统。然而，电流型双向隔离 DC-DC 变换器存在无法实现全功率范围软开关和由变压器 漏感造成的低压侧开关管的高电压尖峰问题[14]，因 此限制了电流型双向隔离 DC-DC 变换器在储能系 统中的应用。
应用逆阻型IGBT的移相控制电流型全桥零电流开关DC_DC变换器
t4 − t3 =
4U o ⋅ Cr ⋅ (1 + cos γ ) n ⋅ I in
(4)
阶段 5[t4<t<t5]能量传输状态。这个阶段中，能 量通过隔离变压器传输到负载。
(a) 阶段 1 等效电路 [t0<t<t1]
Lin iin T1 Ui T3 T4 T2 Lr iLr
D1 C N2 Cr UCr N2 D2 Uo
1
逆阻型 IGBT 介绍
N1
图 2 给出了传统 IGBT 和逆阻型 IGBT 的结构 比较图[4]. 当传统的 IGBT 器件承受反向电压时候， 如图 2(a)所示，因为载流子能够从切割面上的晶格 缺陷中连续的产生，形成很大的反向漏电流，所以 它不具有承受反向电压的能力。而在逆阻型 IGBT 中，如图 2(b)所示，通过腐蚀技术使得器件的切割 面和器件中的缓冲层隔离，切断了漏电流的流经途 径，所以，在这类 IGBT 中没有漏电流，换而言之， 此类 IGBT 具有反向的阻断能力。
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第 12 期
朱选才等： 应用逆阻型 IGBT 的移相控制电流型全桥零电流开关 DC/DC 变换器
47
形。为简化分析，做了以下的假设：①输入电流恒 定为 Iin； ②输出电压恒定为 Uo； ③电路中所有器件 均为理想器件。 阶段 1[t0<t<t1]线性换流。在阶段 1 之前，开关 管 T1、T4 和二极管 D1 导通，能量通过隔离变压 器传输到负载。 阶段 1 始于开关管 T3 导通，在开关 管 T4 电流到零时结束。在这一阶段， 输出电压通过隔离变压器作用在谐振电感 Lr 上， 使通过 Lr 及开关 管 T4 的电流线性下降。 iLr (t ) = iT 4 (t ) = I in − ( nU o / Lr ) ⋅ (t − t0 ) (1) 其中，n 为变压器变比：n=N1/N2。 本阶段的持续时间为 I ⋅L t1 − t0 = in r (2) nU o 阶段 2[t1<t<t2]输入电感 Lin 充电。开关管 T1 和 T3 同时导通，给输入电感 Lin 充电回路。
移相控制全桥零压零流软开关功率变换器谐振过程分析和参数设计方法
号 的约定 如表 １ 所示 。
图 ２ 分 析 一 次侧 谐 振 用 模 型
行 了深入的理论分析 ， 研究饱和电感 总磁通量和 隔直电容 ｃ 大 小 对 该 电 路 软 开 关 工作 状 态 的影 响， 并通过计算机仿真对理论分析结果进行了验证。 在此基础上 ， 给出了饱和电感和隔直电容的参数设 计和 选择 方法 。
Ｉ Ｉ
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ‘ ＼
Ｄ ５ ＿ ＿
Ｖ Ｄ
厶 。
１
ＢＬ
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ＼
ＢＬ
ａ一 ０
ｂ Ｏ一 １
ＢＴ２
Ｂ
ｃ １ —２
ｄ ２ —３
ＢＴ２
ＢＴ２
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ｌ ‘ ＼
一
Ｌ
一
ｃ
一 ｌ Ｉ
０
…
Ｔ
…
一
Ｉ ———＿ ‘ － —
“
Ｂ Ｂ
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ３ １ 】
ｅ ３ —４
ｆ４ —５
图 ３ 一 般 状 态 下 电 路 的 工 作 过 程
一
一
次侧驱动
次电流
中频变压器 中频变压器变 比 变压器漏感 Ｔ ｘ ｎ
ｌ ／
Ｃ
ＶＤ２
ｋ Ｖ Ｄ ＝ ＝
Ｌ Ｃｂ
， 、 Ｊ Ｉ Ｔ． ， …
一
．
Ｌ ：
“
Ｃ Ｖ Ｄ ｓ ， Ｖ Ｄ ６
隔直电容 隔直 电容上的电压 ， 正方向如 图 ２ 所示 快恢复整流二极管
１ 分 析 假 设
首先 ， 在图 １ 所 示 的功 率 变换 电路 中 ， 超 前 臂 功率器件 Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 。 、 Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 的并联 电容 Ｃ 、 Ｃ 和变压器一
移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。
关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。
ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。
图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。
即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。
原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。
图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。
图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。
该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。
这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。
变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC-DC功率变换器
引言随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，并随着新器件、新理论、新电磁材料和变换技术以及各种辅助设计分析软件的不断问世，开关电源的性能不断提高。
本文介绍一种新型的高频DC/DC开关变换器，并成功地应用在军用充电机上。
DC/DC变换器主电路改进型移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构和各点波形对照如图1、图2所示。
由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程，所以以下仅仅分析半个周期的情况，而这半个周期又可分为以下三种开关模态。
● 开关模态1，t0<t<t1，其中t1=DT s/2此时Q1和Q4同时导通，变压器副边电感L1和整流管D S2导通，原边能量向负载端传递。
此模态的等效电路见图3。
其中，a为变压器变比，V in是直流母线电压，I1和I2分别是电感L1和L2电流(L1=L2=LS)，此时有等式（1）成立。
(1)(2)I p(t)=aI1(t)(3)当Q4关断时该模态过程结束。
● 开关模态2，t1<t<t2，其中t2≤T s/2在t1时刻关断Q4，此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电，同时将Q3两端电容电荷放掉。
为了实现软开关，Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1，使得在Q3开通前D3首先导通，且有下式成立。
I p1Δt1=2C eff V in(4)其中C eff是开关管漏源两端等效电容，I P1为t1时刻变压器原边流过电流。
当D3导通后，变压器副边两个二极管D S1和D S2同时导通，电路工作在续流状态。
此时等效电路如图4所示。
此时有如下电路方程成立。
(5)(6)(7)(8)r t=r mosfet+r xfmr (9)其中D为脉冲占空比，f S为电路工作频率，L’ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值)，rt是变压器原边等效电阻，τ是原边等效电流衰减时间常数，Vfp是反并联二极管导通压降。
电动汽车DCDC移相全桥变换器整流桥震荡原因及控制
移相全桥ZVS变换器整流桥寄生振荡的抑制移相全桥零电压开关PWM变换器(PS-FB- ZVS-PWM converter)利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关,同时又实现了PWM控制。
该变换器电路结构简洁,控制电路简单,是中大功率直直变换场合的理想电路拓扑之一[1]。
但是，传统的移相全桥变换器输出整流二极管不是工作在软开关状态，存在反向恢复过程。
在输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感（或附加的谐振电感）和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，整流桥产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压[2~4]。
这将带来电路损耗，并影响整流桥的使用寿命。
因此，必须采用有效的缓冲电路来抑制寄生振荡，消除输出整流二极管上的尖峰电压。
1整流桥寄生振荡的产生与抑制对策整流桥寄生振荡产生于变压器的漏感或附加的谐振电感与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。
当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。
而当副边电压变化为高电压Vin/K（Ｋ是变压器变比）时，整流桥中有两只二极管要关断，另两只继续导通。
这时候，变压器的漏感或附加的谐振电感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。
整流桥换流的等效电路如图1所示。
从中可以看出，副边漏感上电流ILlk是负载电流I Lf和即将关断的二极管反向恢复电流之和，其大小为：其中，Cd为整流二极管结电容。
即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压[2]。
为了抑制寄生振荡，减小输出整流二极管上的尖峰电压，必须采用有效的缓冲电路。
文献当中提出了多种方式，主要有RC缓冲电路、RCD缓冲电路、主动箝位缓冲电路、第三个绕组加二极管箝位缓冲电路和原边加二极管箝位缓冲电路等[2~4]。
前几种方式，要么带来额外的损耗，不利于提高变换器的效率，要么需要增加开关管或者绕组，增加了电路复杂性和成本。
因此本文重点讨论原边加二极管箝位的缓冲电路形式。
移相全桥零电压开DCACACD变换器
OrihH^ ^'ll L匕-0
第5阶段:^~>t7 O t6时印=0
iti lUklUA 波
丁2、•B都是通态，从t6开始，电源V。经丁3、Nl
建立负 '卜波电流，［1到问耐达、到丁负2我对应的= ^0 = f = h*
［）5、D6同时导电期间Vo=0。
2.9.2 —个周期的开关过程（续7）
（1）
2.10.1工作原理(续7)
L
cT0
态 Tf1iE
N
D iVo /c %。
vab
■ IV V
111 V
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2.10.1 X作原理（流环节汴联萌振逆变器代转换ZVT辟振变换器）
•正常供电时，1；通态，T,、T2、T3通态，C充好电，Ta, Tb断态。 •令Ta ，Tb开通，有L，软开通，itf ,再关断Tfl （有C,软关断），C经Ta、 匕
对!^放电至Ve=VPN^0,这时再改变逆变桥的开关状态，可实现零电压下 T1-T6开关状态的改变
tk
/.>VD/Zf (9-32)
2
rrti In f|2 iu <14 <n f>*
72
2A3开关器件零电压开通条件（续2）
M I. t（/>tQi=tfi超前桥臂；电压开通。 2，G > = — arcsin—^— 向吋 / 04>> 0 咚 Zr心
/.>V^/Zr (9-32) 滞耵桥行苓电报开通。
电动汽车移相全桥DC-DC变换器研究共3篇
电动汽车移相全桥DC-DC变换器研究共3篇电动汽车移相全桥DC/DC变换器研究1电动汽车移相全桥DC/DC变换器研究近年来，随着环保理念的兴起以及能源问题的日益严峻，电动汽车正逐步成为人们关注的焦点。
而在电动汽车发展的过程中，电池和电机的性能和控制水平是决定其能否商业化、能否长期竞争的关键因素之一。
而作为电池和电机控制的枢纽，电源管理系统也在不断地进化和完善。
在电源管理系统中，DC/DC变换器是电池电压对电机电压进行变换的必要措施之一。
因此，对DC/DC变换器的研究和改进也变得尤为重要。
作为DC/DC变换器的一种常用形式，电气传动系统移相全桥DC/DC变换器因其灵活控制和有利的性能参数而备受研究者青睐。
移相全桥DC/DC变换器含有3个电感和4个开关管，其输出电压可通过改变开关管的导通方式进行控制。
总体来说，移相全桥DC/DC变换器采用了较为灵活的控制策略，且具有输出电压稳定、功率密度大、效率高等优点，因此十分适合应用于电动汽车等领域。
然而，传统的移相全桥DC/DC变换器具有电容电压分布不均、输出电压波动较大等缺陷，这些问题很大程度上受到了开关管的质量、损失以及开关策略的影响。
近年来，研究学者们通过改变开关策略、增加电感等措施来提高移相全桥DC/DC变换器的性能。
以全桥变换器为例，研究者引入了较为复杂的控制策略，如分割电容、交错半砌体等方式来缓解容压分布不均的问题。
然而，这些复杂的方案对于电动汽车等对控制系统稳定性、结构简洁、效率高等要求较高的系统来说不尽合适。
因此，为了进一步提高移相全桥DC/DC变换器的性能，研究者们提出了多种新型控制策略。
例如，采用基于PWM的移相全桥DC/DC变换器的控制系统，采用预计算方法确定电源电路运行状态的控制系统等等。
通过综合利用这些新型技术，使得移相全桥DC/DC变换器的性能得到了显著改善，容压分布与输出电压波动大大降低，这种改进措施有望为电动汽车等领域的应用提供更优秀的解决方案。
移相全桥零电压开关pwm设计实现_毕业设计
移相全桥零电压开关PWM设计实现摘要移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。
近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。
相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。
本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。
该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。
实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。
关键词：移相全桥；零电压；DSPPhase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design andImplementationABSTRACTPhase-shifted full-bridge circuit has the advantages of simple structure, easy to constant frequency control and high-frequency resonant circuit constituted by the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance of the power switching devices, to reduce the stress of the switching devices, switching loss is reduced,which widely used in high-power occasion. In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of microcontrollers and digital signal processor cost performance continues to improve, the use of digital control has become the development trend of the large and medium-sized power switching power supply. Relative to achieve analog control, digital control has many advantages. The design uses DSP ,the TI company TMS320F28027 series of high-speed digital signal processor, as the controller. The module through the sampling phase-shifted full-bridge zero-voltage DC-DC converter output voltage, input voltage and output current, obtained through real-time calculation of phase-shifted PWM signal phase-shifted full-bridge zero-voltage DC-DC conversion, and then after the drive circuit the four switch control purposes. The experiments show that this control strategy is feasible, and the control module can achieve the proposed control strategy.Key words: phase-shifted full-bridge；zero-voltage；DSP目录1 引言 (1)1.1 移相全桥软开关研究背景及现状 (1)1.2 本文要做的工作 (1)2 移相全桥电路的工作原理 (2)2.1 电路工作状态及特点 (2)2.2 电路的运行模式分析 (3)2.2.1 工作过程分析 (3)2.3 软开关实现的条件 (7)3 DSP结构功能 (9)3.1 DSP适合于数字信号处理的特点 (9)3.2 TMS320系列DSP概况 (10)3.3 TMS320F2802x芯片特点 (10)3.4 CCSv5平台 (12)3.5 利用CCSv5.1导入已有工程 (13)3.6 利用CCSv5.1调试工程 (14)4 系统程序设计实现 (15)4.1 PWM的产生原理 (15)4.2 主程序的流程图 (15)4.3 程序设计 (18)4.4 最终实现的波形图 (18)5 总结 (23)参考文献 (24)致谢 (25)1 引言1.1 移相全桥软开关研究背景及现状[1]随着电力电子技术的飞速发展，电子设备与人们的关系越来越密切，可靠的电子设备都离不开可靠的电源。
一种移相全桥软开关DC-DC开关电源设计【文献综述】
毕业设计开题报告测控技术与仪器一种移相全桥软开关DC-DC开关电源设计1前言部分（阐明课题的研究背景和意义）课题研究的背景和意义：随着开关电源向高频化、高功率密度发展，人们愈来愈重视开关电源工作时日渐突出的开关损耗，开关损耗直接影响到开关电源的工作效率和可靠性。
传统的开关电源采用一个变压器实现交流电到直流电的转换，由于变压器体积大，转换效率低，造成了很大的浪费。
故本文拟设计基于UCC3895的移相全桥软开关电源控制核心板，实现输入380V交流，输出200V直流，效率85%以上。
大大提高了开关电源的转换效率，体积小，简单便携。
近年来，电力电子技术发展迅速，直流开关电源广泛应用于计算机、航空航天等领域。
过去，笨重型、低效电源装置已被小型、高效电源所取代，但是要实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性并减小体积和重量，就必须实现开关电源的高频化。
开关电源的高频化不仅减小了功率变换器的体积，增大了变换器的功率密度和性能价格比，而且极大地提高了瞬时响应速度，抑制了电源所产生的音频噪声，从而已成为新的发展趋势。
然而功率变换器开关频率的进一步提高（传统PWM变换器中开关器件工作在硬开关状态），受以下因素的限制：（1）开通和关断损耗大；（2）感性关断问题；（3）容性开通问题；（4）二极管反向恢复问题；（5）剧烈的di／dt和du／dt冲击及其产生的电磁干扰（EMI）。
而软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一，它应用谐振的原理，使开关器件中的电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化。
当电流自然过零时，使器件关断（或电压为零时，使器件开通）从而减少开关损耗。
它不仅可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向恢复问题，而且还能解决由硬开关引起的EMI等问题。
[1]软开关电源是相对于硬开关电源而言的。
人们通常所说的开关电源，指的是硬开关电源，它是在承受电压或电流的情况下接通或断开电路的，因此在接通和关断的过程中会产生较大的损耗，并且开关频率越高，产生的损耗也越大。
一种移相全桥DC／DC变换器的设计
ａ ｎ ｄ ｓ ｔ ａ ｂ ｌ ｅ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ．Ｔ ｈ ｅ ｓ ｏ ｆ ｔ ｗ ａ ｒ ｅ ｃ ｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ ｆ ｏ ｒ ａ ｄ ｊ ｕ ｓ ｔ ｉ ｎ ｇ ｔ ｈ ｅ ｐ ｈ ａ ｓ ｅ ａ ｎ ｇ ｌ ｅ ａ ｌ ｐ ｈ ａ ｒ ｅ ａ ｌ ｉ ｚ ｅ ｓ ａ ｗ ｉ ｄ ｅ ｒ ａ ｎ ｇ ｅ ｏ ｆ Ｄ Ｃ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ａ ｄ ｊ ｕ ｓ ｔ —
较 好 地 实现 零 电 压 通 断 ，且 转 换 效 率 明 显 提 高。 控 制 电路 采 用 Ｄ Ｓ Ｐ处 理 器控 制 ，能 有 效 地 进 行 实 时校 正 ， 获 得 稳 定 输
出，同时由于软件控 制调整移相角 ，可实现 直流输 出的宽范 围调整 ，具有较 高ຫໍສະໝຸດ 工程应 用价值 。 电 子
・电 路
ａ 叶技 ２ ０ １ ５ 年 第 ２ ８ 卷 第１ ０ 期
Ｅｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ ｉ ｃ Ｓ ｃ ｉ ．＆ Ｔｅ ｃ ｈ ． ／Ｏｃ ｔ ． １ ５． ２ ０１ ５
ｄ ｏ ｉ ：１ ０ ． １ ６ １ ８ ０ ／ ｊ ． ｃ ｎ ｋ ｉ ． ｉ ｓ ｓ ｎ ｌ ０ ０ ７— ７ ８ ２ ０ ． ２ ０ １ ５ ． １ ０ ． ０ ４ ０
用 移相 全桥 零 电压 软 开 关 控 制 方 式 的 Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ变换 器 在 降低 开关 损耗 的 同时 ， 提高 了 系统效 率及 稳定 性 ， 因 此 在通 信 、 计 算 机 及 工 业 控 制 领 域 得 到 了广 泛 应 用 。 本 文 主要讨 论 设 计 一 种 升 压 式 的移 相 全 桥 Ｚ Ｖ Ｓ （ Ｚ ｅ ｒ ｏ
Ａｂｓ ｔ ｒ ａ ｃ ｔ Ｔｈ ｉ ｓ ｐ ａ ｐ ｅ ｒ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｓ ａ ＤＳ Ｐ ｃ ｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ Ｚ ＶＳ ｐ ｈ ａ ｓ ｅ ｓ ｈ ｉ ｔｅ ｆ ｄ ｆ ｕ ｌ ｌ ｂ ｒ ｉ ｄ ｇ ｅ ｓ ｏ ｔ ｆ ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ｉ ｎ ｇ ＤＣ ／ＤＣ ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ￣一 ｅ ｒ ．Ｉ ｔ ｃ ａ ｎ ｂ ｅ ｔ ｔ ｅ ｒ ａ ｃ ｈ ｉ ｅ ｖ ｅ ｚ ｅ ｒ ｏ － ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ － ０ ｆ ｆ ａ ｎ ｄ ｉ ｎ ｃ ｒ ｅ ａ ｓ ｅ ｉ ｎ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｏ ｎ ｅ ｉｃ ｆ ｉ ｅ ｎ ｃ ｙ ｄ ｕ ｅ ｔ ｏ ｔ ｈ ｅ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｏ ｆ ｍａ ｉ ｎ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｎｅ ｒ ｃ ｉ ｒ － ｃ ｕ ｉ ｔ ｕ ｓ ｉ ｎ ｇ ｆ ａ ｐ ｈ ａ ｓ ｅ — ｓ ｈ ｉ ｔ ｆ ｅ ｄ ｆ ｕ ｌ ｌ — ｂ ｉｄ ｒ ｇ ｅ ． Ｔ ｈ ｅ ｃ ｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ ｕ ｎ ｉ ｔ ａ ｄ ｏ ｐ ｔ ｓ ｔ ｈ ｅ ＤＳ Ｐ ｐ ｒ ｏ ｃ ｅ ｓ ｓ ｏ ｒ ｆ ｏ ｒ ｅ ｆ ｆ ｅ ｃ ｔ ｉ ｖ ｅ ｒ ｅ ａ ｌ — ｔ ｉ ｍｅ ｃ ｏ ｒ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ
移相全桥零电压零电流开关
移相全桥零电压零电流开关说到“移相全桥零电压零电流开关”，我知道你可能会一脸茫然，心想：“这不是那些复杂得让人头疼的电力电子技术吗？！”别着急，先别跑，咱们慢慢来，我给你讲讲这个东西到底是个啥，想象一下，我们就像是在讲一个有点复杂，但又超级有趣的科技故事，听起来是不是就没那么枯燥了？首先啊，咱们从“移相全桥”开始说起。
你知道桥这个字吧，不是长江大桥，也不是北京的那座鸟巢桥，而是电路里的一种配置。
简单点说，它就是四个开关，一个接一个地布置在一起，像是一座小桥。
这里面的“全桥”就代表了四个开关都参与进来了，作用就是在电流的流向上起到转换的作用。
那你可能会想，哎呀，这听起来就像开关在舞台上跳舞，左右开合不停，搞得电流都快晕头转向了。
不过啊，咱们说这个“移相”可不是什么无聊的舞蹈，它是电流的舞步要变化啦！你想象一下，电流就像跳舞的舞者，每当移相发生的时候，它就会变换节奏，或者说是换个角度跳舞。
这可不是随便的变化，而是通过控制这些开关的开启时间来改变电流的波形，让它变得更加温和，不会因为突然切换而吓到电路。
再说到那个“零电压零电流开关”，听上去是个挺冷酷的名词，对吧？其实它就是一个聪明的控制技巧。
想象一下你在开关一台机器的时候，如果你直接开关它，电流一冲进来，机器可能会突然发热、噼里啪啦一声，甚至损坏元件。
可是如果你提前知道电流和电压的状态，让它们都在最合适的时机切换，这样一来，电流就像一位绅士，悄悄地、优雅地进入系统。
这样做不仅能保护电路不受损，还能让电源工作得更高效，不浪费一点点电力。
你一定会问：“那这个有什么用呢？难道就只是让电路更省电？”好吧，答案是，不仅仅如此。
大家平常说的“高效能”是一个大话题，而这玩意儿就是让电源系统达到高效的关键。
很多工业设备、家用电器其实都用得上这样的技术，因为它能让设备工作得更稳定、温度不高、不容易烧坏。
随着你对这些电路控制技术的理解越来越深，慢慢地你就会发现，它其实已经悄悄地在我们身边发挥了大作用了。
基于移相全桥技术的PFC三相四线AC_DC变换器
− t6 )
（23）
i L3
=
iL3m
+
Vc (nT ) L
(t
− t6 )
（24）
由式（5）、式（21）可知，在第 n 个交流电周
期内平均，注意到 Va = E sin(nωT ) ＜＜ V，则平均看
这样 VT1 的反并联二极管 VD1 自然导通，状态 2 结 束。 t3 时变压器一次侧电压变为 0。
图 4 工作状态 3 Fig.4 Operation state3
2.4 状态 4（ t3 ～ t4 时刻） 如图 5 所示。b 相仍断开， iL1 、 iL3 继续线性上
升，但 VT1 未导通，直到 t4 时刻。
Abstract Based on the phase shift full bridge（PSFB）technique for a full-bridge converter, a three-phase four-wire AC/DC converter is presented. In this converter, the isolation of the DC output from the AC input is obtained. The FB has two functions: chopping line voltages and inverting rectified voltage. The input inductors can both track line voltages and improve soft-switching of the lagging arm. Analysis is given for the basic converter. It is shown this converter has a good power factor corrector （PFC）effect and soft-switching enhancement of the lagging arm is obvious. Experimental results are given to confirm the theory.
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iD
If
t0
t1 t2
t3
t4 t5 t6 t7
t8 t9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
iD 5
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t9 t 10
iD 6
t11 t12 t 13 t14 t15 t16
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
iD 5
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t 9 t 10
iD 6
t11 t12 t 13 t14 t15 t16
t
C1-C4使T1-T4软关断，L f 折算至原方 一个周期中I f为恒值，
(e) 电压电流波形
vc1 vc2 V v v
t7
vABt8
t 9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
vo
D2导电 , vC2 0 导电 vC3 0 D5D6同时导电
I7 I f / K
I7 = I3
D5D6同时导电 Vo 0
Vo 0
t
t 16
iD
If
t0
t1 t2
t3
t4 t5 t6 t7
t8
D2 D3
vABt8
t 9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
vo
D2导电 , vC2 0 导电 vC3 0 D5D6同时导电
I7 I f / K
I7 = I3
D5D6同时导电 Vo 0
Vo 0
t
iD
If
t0
t1 t2
t3
t4 t5 t6 t7
t8
t 9 t 10
t
(e) 电压电流波形
2.9.2 一个周期的开关过程（续3）
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t 9 t 10 t11 t 12 t 13
(d)驱动波形 D1导电
t11 t12 t13
t 14 t 15 t16
i P v AB
I o If
D2D1导电
VD
K
I4
vC1 0
vC 4 0
t
VD
t0
t1 t2
t3 t 4
t5 t 6 t 7
D2 D3
vABt8
t9 t 10
t11 t 12 t 13
t14 t 15 t 16
vo
移相全桥零电压开关DC/AC－AC/DC变换器
3.9.1 电路特点
·单相全桥单脉波PWM逆变，高频变压器变压隔离，半波不控整流，
滤波输出；
· 增设了谐振电感Lr和四个并联电容C1—C4； · T1与T2、T3与T4互补驱动，有死区td； · T1、T2、T3、T4脉宽θ相同；
· T1（T2）比T4（T3）驱动超前tδ； · T1、T2超前桥臂，T3、T4滞后桥臂。
64
2.9.2 一个周期的开关过程（续2）
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t9 t 10 t11 t 12 t 13
td
t
t 14 t15 t16 T4
vG
t0
t1 t2 T4
t4 t5 t6 t7
t8 T3
t
t0
t1 t2
I1
v AB
t3
I3 Io
t4 t5 t6 t7
t8 t9 t10
D2导电 , vC2 0 导电 vC3 0 D5D6同时导电
I7 I f / K
I7 = I3
D5D6同时导电 Vo 0
Vo 0
t
第1阶段， 从t0时T1关断到t1时C2放电 到零vC2=0，ip经D2续流。 只要死区时间td>t01=t1-t0（2C2VD/I0） 即 t01 2C2VD / IO 就可在t2点零电压开通T2。
61
3.9.1 电路特点（续）
T1通态 0 T3通态 d
d
T2通态
d
T1通态
T4通态 T1 d T4 d
2
T3通态
V AB
T2 T3
0
死区角d=ωtd，移相角δ=ωtδ，脉宽θ=π-d-δ； d =0， δ =0，θ=π方波 d d ≠0 ，δ ≠0则 VAB VD VD VD (1 )
N1 2 ) L f k 2 L f Lr N2 D c3 c4 (
2.9.2 一个周期的开关过程（续1）
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t 9 t 10 t11 t 12 t 13
td
t
t 14 t15 t16 T4
vG
t0
t1 t2 T4
t4 t5 t6 t7
t8 T3
全桥、移相、零电压开关。(零电压开通)
62
2.9.2 一个周期的开关过程：驱动信号 VG1 - VG4 - VG2 - VG3
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t 9 t 10 t11 t 12 t 13
td
t
t 14 t15 t16 T4
vG
t0
t1 t2 T4
t4 t5 t6 t7
t
t0
t1 t2
I1
v AB
t3
I3 Io
t4 t5 t6 t7
t8
t 9 t 10
t11 t12 t13
t 14 t 15 t16
i P v AB
I o If
(d)驱动波形 D1导电 I4 D2D1导电
VD
K
vC1 0
vC 4 0
t
VD
t0
t1 t2
t3 t 4
t5 t 6
D2 D3
t 9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15
iD 5
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t 9 t 10
iD 6
t11 t12 t 13 t14 t15 t16
t
(e) 电压电流波形 t<t0，T1、T4通态； t0时关断T1。 t0 t1 ，T4仍导。t=t 0时关断T1，ip从T1转到C1、C2，在t01=t1-t0期间，C1 第一阶段， VAB 0 ， ip衰减很少， t=t 1时，ip =I1 以ip/2充电到VD，C2以ip/2放电到零 ， t I1 I 0 I f / K VC 2 VD 1 01 1 i p dt I1 t01 t 2C V / I 01 2 D O C2 0 2 2C2
t8 T3
t
t0
t1 t2
I1
v AB
t3
I3 Io
t4 t5 t6 t7
t8
t 9 t 10
t11 t12 t13
t 14 t 15 t16
i P v AB
I o If
(d)驱动波形 D1导电 I4 D2D1导电
VD
K
vC1 0
vC 4 0
t
VD
t0
t1 t2
t3 t 4
t5 t 6 t 7