正激变换器电流峰值控制建模

峰值电流模式控制总结(完整版)

峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。

它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。

在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。

直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。

近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。

如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其比较，然后得到峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣPWM脉冲关断时刻。

因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。

图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。

电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。

功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。

在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。

由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。

②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。

即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。

因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。

电力电子系统建模与控制DC-DC变换器电流峰值控制及其建模精选课件

第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
1. 稳定性问题
以Buck电路为例，电流峰值控制结构图如图5.1所示。稳态时电感电流连续时的波形如图5.2所示，其中m1和 -m2分别是开关管ON和OFF期间电流波形的斜率。
在开关管导通期间，电感电流线性增长，在t=αT时刻，电感电流达到最大值（即电流指令iC）。则有
D2T v~g
(1 2D)T v~ )
MaT
2L
2L
写成一般形式如下式所示，对应的控制系统结构图见
图5.6，其中电压环为内环，电压环的给定是
~
iC
i~L
，电压环的反馈是 Fgv~g
Fvv~
，电流环的给定是
~
iC
，电流环的反馈是

~
iL
~
~
Fm(iC
~
iL
Fgv~g
Fvv~ )
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
5.1 电流峰值控制概念 5.2 电流峰值小信号模型 5.3 改进的电流控制模型
第5章 DC-DC变换器电流峰值控制及其建模
5.1 电流峰值控制概念
在DC/DC变换电路中，一般控制功率开关管占空比的信号是由调制信号与锯齿波载波信号比较后获得的，而电流峰值控制（CPM）中，是用功率开关管电流波形或电感电流波形代替锯齿波调制信号，以获得所需的PWM控制信号。
在高频段 Tv(s) / Zo(s) 可近似为一阶环节，即
Tv(s) / Zo(s) 1 M2
s MaTD
则穿越频率 c M2 ，低频时 || Tv(s) / Zo(s) ||1 ，则

推挽正激变换器关键参数的计算及仿真

据理论进行决策层融合诊断，提高诊断的准确性。
参考文献
输出误差作为不确定度，然后采用证据理论进行决策层故障诊断。当样本之间存在证据冲突时，采用加权证据理论融合诊断，首先对测点ｌ与测点２的信息融合，将融合结果再与测点３的数据融合得到三个测点的最终融合结果，如表４．２所示，ｍ（）表示不确定度，ｍ（Ｆ１）、ｍ（Ｆ２）、ｍ（Ｆ３）分别表示对正常状态、左ｌ右６双缸断油、空气滤清器堵塞这三个证据体的支持程度。对表４．２中采用经典Ｄ — Ｓ证据理论与加权Ｄ — Ｓ理论这两种融合方法的融合结果进行分析。在故障Ｆ２的数据中，样本１和样本２采用经典Ｄ－Ｓ证据理论融合后，ｍ（Ｆ１）和ｍ（Ｆ２）的基本概率分配值几乎相等，ｍ（Ｆ１）＝０．４５５９，ｍ（Ｆ２）＝Ｏ．４５３８，因此，无法依据融合结果进行最终决策，基于加权Ｄ — Ｓ证据理论组合规则融合ｍ（ＦＩ）和鬲得到融合结果ｍ（ＦＩ）＝Ｏ．０２２４，ｍ（Ｆ２）＝０．９７４４，诊断结果Ｆ２故障是正确的，为进一步决策奠定基础。出现这种差异是由于存在冲突证据，第二个测点的传感器可能出现偏
真，最后得出，理论和仿真一致，推挽正激变换器适用于低压大电流场合。
【关键词】推挽正激电路；参数计算；Ｓａｂｅｒ
１．引言
氢是宇宙中含量最丰富的元素，氢能清洁、高效、安全，被视为２１世纪最具发展潜力的能源。氢能的开发利用对世界能源结构的变革举足轻重，燃料电池（ＦｕｅｌＣｅｌ１）则正是其突破口燃料电池输出为低压大电流的直流电，在负载变化时其输出电压变化范围宽且动态响应速度较慢，这要求ＤＣ／ＤＣ变换器能适应低压大电流、宽范围输入电压工作，并具有较快的动态响应速度…。本文提出一种适用于燃料电池发电系统的推挽正激拓扑电路，并通过Ｓａｂｅｒ仿真软件对其进行分析。２．推挽正激电路分析２．１推挽正激电路基本原理图ｌ为推挽正激电路，整个电路有开关管、，Ｉ、ｖ ’ ，两个原边绕组ＮＮ两开关管之间串有箝位电容Ｃ，在变压器副边有副边绕组Ｎ，全桥式整流电路由二极管Ｄ，Ｄ，Ｄ，Ｄ以及输出滤波器Ｌｃ组成。其中Ｄ、Ｄ为开关管ＶＩ、的寄生反并二极管，、为ｖｌ、寄生的结电容。当开关管ＶＩ导通时，输入电源和原边绕组Ｎ并联，电容Ｃ和Ｎ并联同时向负

六种基本DCDC变换器拓扑结构总结

六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。

半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。

半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。

正激变换器绕组复位正激变换器LCD复位正激变换器RCD复位正激变换器有源钳位正激变换器双管正激吸收双正激有源钳位双正激原边钳位双正激软开关双正激推挽变换器无损吸收推挽变换器推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同.推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制.全桥变换器全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....三电平变换器(three level converter)选了看起来比较舒服的两个拓扑,这些三电平是半桥演化而来,同样可以演化出多电平变换器,合适高压输入场合.而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关.。

Flyback正激变换器

第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。

和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。

因此，它只适用于中小功率输出场合。

单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。

由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。

单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。

在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。

当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。

所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。

而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。

为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。

因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。

1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。

有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。

利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。

正激变换器电流峰值控制建模

i1
t Ts
v1 t Ts
1 2
Lic2
t
fs
v2 t Ts (1
ma m1
)2
输出端口的电压控制受控电流源为
i2
t Ts
1 2
m1d12 t Ts v1 t Ts v2 t Ts
建立线性化小信号模型
采用加扰动与线性化的方法可以得到 CPM DCM DC/DC 变换器线性化小信号模型
图 1-3 Buck 变换器线性化小信号模型
t Ts
1 2
m1d12
t Ts v1
t Ts
p t Ts
在阶段 1，能量通过主开关存储至电感中，输入能量为
w
1 2
Lipk 2
二端口开关网络输出电流i2 (t ) 如图 1-2 所示。i2 (t ) 的开关周期平均值为
i2
t Ts
1 Ts
t TS t
i2
d
1 2
i
pk
d1
d2
因为电感电压在一个周期的平均值为0，可以得到
)
vˆg
控制电流到输出电压的传递函数：
Gvc (s)
vˆ(s)
iˆc
(
s） vˆg
(
s
)
0
1
FmGvd Fm (Gid FvGvd
)
输入电压到输出电压的传递函数：
Gvgcpm (s)
vˆ(s)
vˆg
(
s） iˆc
(
s
)
0
Gvg
Fm FgGvd Fm (GvgGid GigGvd ) 1 Fm (Gid FvGvd )
iˆc (t)
iˆL (t)

电压、电流的反馈控制模式

电压、电流的反馈控制模式电压、电流的反馈控制模式现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。

电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。

针对不同的控制模式其处理方式也不同。

下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，叙述五种PWM反馈控制模式的进展过程、基本工作原理、电路原理暗示图、波形、特点及应用要｀氪，以利于挑选应用及仿真建模讨论。

（1）电压反馈控制模式电压反馈控制模式是20世纪60年月后期高频开关稳压电源刚刚开头进展而采纳的一种控制办法。

该办法与一些须要的过电流庇护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。

如图1（a）所示为Buck 降压斩波器的电压模式控制原理图。

电压反馈控制模式惟独一个电压反馈闭环，且采纳的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。

逐个脉冲的限流庇护电路必需另外附加。

电压反馈控制模式的优点如下。

①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调整时具有较好的抗噪声裕量。

①占空比调整不受限制。

①对于多路输出电源而言，它们之间的交互调整特性较好。

①单一反馈电压闭环的设计、调试比较简单。

①对输出负载的变化有较好的响应调整。

电压反馈控制模式的缺点如下。

①对输入电压的变化动态响应较慢。

当输入电压骤然变小或负载阻抗骤然变小时，由于主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才干传至PWM比较器将脉宽展宽。

这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要缘由。

①补偿网络设计原来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。

①输出端的LC滤波器给控制环增强了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增强一个零点举行补偿。

①在控制磁芯饱和故障状态方面较为棘手和复杂。

开关电源PWM的五种反馈控制模式

一、引言PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。

PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。

由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。

对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。

下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。

二、开关电源PWM的五种反馈控制模式1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。

电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。

该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。

电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。

逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。

主要缺点是暂态响应慢。

当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。

这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。

图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：①将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。

电流模式变换器的建模,分析和补偿.

电流模式变换器的建模、分析和补偿概述随着电流变换技术的流行，固定频率、峰值电流检测控制方案的几个特点显现了出来。

包括占空比大于50%时不稳定、次谐波振荡的倾向、响应不够理想、对噪声敏感。

本文试图说明，对于任何电流模式变换器，如果对电流波形的采样附加固定量的斜坡补偿，可以减轻或消除上述所有问题，同时从而使变换器的性能得到提升。

1.0 简介近来在电流控制模式中，引进了完整的控制电路并大量应用于新的设计。

尽管已经充分证明了电流模式控制方式比传统的电压控制方式有优势，但是对于固定频率峰值电流控制模式的变换器，依然存在一些缺点。

它们是：（1）占空比大于50%时的开环不稳定性；（2）电感峰值电流代替平均电流导致的响应不理想；（3）次谐波振荡的倾向；（4）特别是电感的纹波电流较小时对噪声敏感。

尽管在大多数场合，电流控制模式的好处远远超过这些缺点，还是需要简单可行的解决方案的。

很多论述表明，在电流波形上添加斜坡补偿可以使系统在占空比超过50%时保持稳定（图1）。

另外，同样的补偿技术也能够用来改善上述的几乎所有缺点。

实际上，在实用的变换器中对电流波形采用斜坡补偿几乎总能使性能提升。

简单的添加斜坡补偿，通常用一个电阻，这种做法很有吸引力。

然而，这带来了一个新问题，即如何分析和预测变换器的性能。

文献中已经大量研究了电流和电压模式的PWM 小信号交流模型。

斜坡补偿或“双环控制”的变换器各自采用不同的元器件构成电路，但他们拥有共同的特性。

尽管已经有多位作者指出了这点，仍然有必要给电源设计者提供一个能够定性和定量的简单电路模型。

这篇论文的首要目的是让读者熟悉峰值电流控制变换器的特点，并同时论证了斜坡补偿技术削弱或消除问题的能力。

这些内容第2部分。

第二，在第3部分采用（1）描述的状态空间平均技术研究了的连续电流模式斜坡补偿BUCK 变换器电路模型。

这给在第4部分讨论实际采用斜坡补偿提供了分析的基本原理。

2.1 开环不稳定性不管电压反馈环的状态，对任何固定频率电流模式，当占空比超过50%时，在内环电流环存在固有的不稳定性。

第8章正激变换器(修订)

况。
2019/5/24
开关电源技术与设计
第8章正激变换器
8.3.3 最大占空比的限制
在三绕组去磁复位正激变换器中，开关管关断后磁复位期间，复位绕组 Nr 对主绕组 N P
的映射电压U OR
=
NP Nr
×U IN
，开关管
DS 极承受的最大电压与反激变换器情况类似，即
U DS
= U IN
+ U OR
第8章正激变换器
8.3.1三绕组去磁正激变换器波形
三绕组去磁正激变换器各关键点电压波形、绕组与二极管电流波形如图8.3.2所示。
Ton Toff
uGS
主绕组Np与复位绕
组Nr之间漏感Lp-r引
uDS
起的尖峰电压
us
漏感尖峰电压
2Uin Uin
us
0V
-u s
2019/5/24
Np
i 绕组电P流
i 复位绕组电流 R i 一次侧绕组激磁电流 M
BCM 模式下，间歇期Tr 时间为 0)
Dmax
=
Ton Ton + Toff
= U off U on + U off
= U OR
=
NP Nr
×U IN
= N P =0.5
U IN + U OR
U IN
+
NP Nr
×U IN
NP + Nr
为保证磁通可靠复位，在最小输入电压U IN min 下，最大占空比 Dmax 必须限制在 0.45 或以下，
略情况下，buck 变换器等效输入电压
U INR
=
NS NP
(U IN
−U SW

交错并联峰值电流控制双管正激变换器的设计

中图分类号：Ｍ４Ｔ６
文献标识码：Ａ
文章编号：６２５５２１０ — ０３０１７ — ４Ｘ（Ｏ２）３０３ — ２
双管正激变换器开关管承受电压应力低，输入
主电路由两套不同的双管正激变换器构成，在
直流电源不会短路，可靠性高，中小功率场合得到在广泛应用。但双管正激变换器的变压器工作在第一象限，严重影响变换器的功率容量输出。为了提高输出功率，采用交错并联控制的方法，以提高变换器可的输出功率，同时减小输出电流纹波，降低滤波器体积，还可以应用到大电流输出场合。本文以双管正激电路为主电路，采用交错并联控制方式【以Ｕ３４芯片为控制核心， ” ，Ｃ８６采用峰值电流反馈的控制模式，研制一台３ｋ的Ｄ／Ｃ变换ｗＣＤ器装置，给出了相应的实验结果。并
。 ‘ ｆ． ¨… ’ … 】
１ ‘
０
ｔＩ
Ｊ ‘
７。。
～。
… ●
电压调节器设计步骤如下：（）１首先确定电压开环传递函数的截止频率，根
据电路平均法建模的要求，一般取１／６—１１关频／０开
３４
Ｉ一、－
２系统的实现
图１主电路拓扑结构图
收稿日期：０１１— １２１－２０
双管正激样机主要技术指标如下：
作者简介：嵘（９８）女，丘１７一，广东广州人，师，讲硕士学位，研究方向为电力电子技术与应用。３３

六种基本DCDC变换器拓扑结构总结

六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。

半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。

半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。

正激变换器绕组复位正激变换器LCD复位正激变换器RCD复位正激变换器有源钳位正激变换器双管正激吸收双正激有源钳位双正激原边钳位双正激软开关双正激推挽变换器无损吸收推挽变换器推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同.推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制.全桥变换器全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....三电平变换器(three level converter)选了看起来比较舒服的两个拓扑,这些三电平是半桥演化而来,同样可以演化出多电平变换器,合适高压输入场合.而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关.。

开关变换器的建模与控制课件第六章峰值电流控制型开关调节系统的建模与设计(8月31日)

用定时电容CT上的峰峰值△Vosc作为人工斜坡补偿网络的输入信号。交流耦合电容C1将CT上的交流信号传输到R1和R2组成的分压网络。在IC中的I端获得人工斜坡补偿信号，R1、C2组成的尖峰电流吸收器可以使开关管上的电流IP顺利传输到IC中的I 端，同时滤除尖峰干扰信号。因此，斜坡补偿信号和电流检测
1）新功率级的传递函数比原功率级的传递函数少了一个低频极点；
2）能减小或消除桥式变换器和推挽变换器中变压器的偏置（或饱和）问题。
缺点： ic(t)和is(t)的抗干扰能力差。开关变换器引入峰值电流控制模式后会出现一种不
稳定现象，称之为次谐波振荡。
6
6.1次谐波振荡及其消除技术
Oscillation for D > 0.5
当Vg增加，占空比减少，输出电流的平均值减少。故用峰值电流控制模式控制的输出平均电流会带来较大的控制误差。
26
平均电流误差
6.2斜坡补偿电路的设计及其典型应用
6.2.1斜波补偿减少控制误差
增加人工斜坡补偿可以减少这种控制误差。分析：
增加人工补偿后，ic的下降斜率为ma；无斜率补偿时，ic保持固定为Ic0。增加人工斜率补偿后，控制电流ic随时间增加而减小，
3
6.1次谐波振荡及其消除技术
峰值电流的控制
采样信号为开关管电流
峰值电流控制模式是指用电压控制器的输出信号ic(t)或vCP（=icRs）作为控制量，用流过开关管的电流峰值is(t)作为反馈量，与功率级组成电流内环的一种控制模式。
4
峰值电流控制模式
6.1次谐波振荡及其消除技术
控制量和开关管电流波形图
控制量扰动影响的示意图（未引入人工斜坡补偿）

毕业设计(论文)-DC-DC变换器电路设计及仿真

第一章
1.1 研究背景
在人们的生活中，电力已成为与生产生活息息相关的一部分，在各个场合，人们都需要各式各样的电力来为其服务，然而并不是所有的电力都能在一开始就能满足需要，于是就要求有电力变换的过程。在电子设备领域中，通常将整流器称为一次电源，而将DC/DC变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成安全的直流电源。目前，在电子设备中用的一次电源中，传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代，高频开关电源通过MOSFET或IGBT实现高频工作，开关频率一般控制在50kHz～100kHz范围内，实现高效率和小型化。电子设备中所用的集成电路的种类繁多，其电源电压也各不相同,在电子供电系统中，采用高功率密度的高频DC/DC隔离电源模块,从中间主线电压变换成所需的各种直流电压，可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上，对二次电源的要求是高功率密度。因为电子设备容量的不断增加，其电源容量也将不断增加。
负载电流平均值I=Ud/R（2-2）
电流断续时，Uo平均值会被抬高，一般不希望出现
斩波电路三种控制方式
a脉冲宽度调制（PWM）或脉冲调宽型——T不变，调节ton，应用最多
b频率调制或调频型——ton不变，改变T
c混合型——ton和T都可调，使占空比改变
图2-1降压斩波电路的原理图及波形
a）电路图b）电流连续时的波形c）电流断续时的波形
1.2 课题意义
(1)DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源),同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。

正激变换器工作原理及基本及基本设计

七. 元器件的选择 2.二极管D1, D2, DR
DR所承受的电压为
U DRR
NR NP
Vin(max)
(21)
DR所流过的最大电流为
I DR
iMR(max)
NP NR
iMP
NP NR
Vin DTs LP
(22)
正激变换器
19
第十九页，编辑于星期六：二十二点五十分。
NR
Vin
Iout Vout
第二十二页，编辑于星期六：二十二点五十分。
NR
Vin
NP NS D1
Lf
UP
US D2 Cf
Q
Vout
七. 元器件的选择
4. 滤波电感Lf的设计
A, Lf电感量的确定(续)
L f min
(1 D)(VD Vout ) 2Iout fs
(27)
iLf
Lf
1.3L f min
1.3 (1 D)(VD Vout ) 2Iout fs
NR
Vin
NP NS D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择
UP
US D2 Cf
4. 滤波电感Lf的设计
Q E. 根据电流大小确定气隙长度lg(续)
二, 基本工作原理(续) [Ton, Tr]
Q turned OFF
复位绕组的电压为: VW 3 Vin
原副边绕组上的电压为:
VW1 K13Vin VW 2 K V 23 in
Where K13 = W1/W3, K23 = W2/W3
正激变换器
5
第五页，编辑于星期六：二十二点五十分。
二, 基本工作原理(续)[Ton, Tr]

一种正激变换器的峰值电流模式控制器的设计

一种正激变换器的峰值电流模式控制器的设计陈建萍;张文【摘要】The work characteristics of forward converters are described.Via the a verage-state-space method,the small-signal model of forward converters is const ructed.The design of the controller is given to be used in this converter with the maximum control bandwidth of 10 kHz as well as an adequate phase margin.A c losed-loop simulink model for the converter is constructed and the dynamical per formance demonstrated.Simulation results show the feasibility of the design.%对正激转换器的工作特点进行了阐述.通过状态空间平均法,构造了正激转换器的小信号模型.设计的控制器使用在此转换器中的带宽为10 kHz,并具有足够的相位裕量.最后构造了正激转换器的闭环仿真模型,证实了其动态性能.仿真结果表明了该设计的可行性.【期刊名称】《赣南师范学院学报》【年(卷),期】2012(033)006【总页数】4页(P63-66)【关键词】峰值电流模式;正激变换器;控制器【作者】陈建萍;张文【作者单位】赣南师范学院物理与电子信息学院,江西赣州341000;华南理工大学机械与汽车工程学院,广州510640【正文语种】中文【中图分类】TP303.30 前言正激转换器是一个buck衍生的拓扑结构，由于使用一个输出电感器它有一个非脉动的输出电流，是相对简单和流行的离线电源.和反激式转换器一样，它使用了一个单独的场效应管励磁变压器［1－2］.开关转换器的设计包含许多的权衡和设计方面多种因素的考虑，如输入和输出电压，输出电流，空间的限制，效率等来确定应该使用哪种控制器.为了获得最佳性能，应该选择一个合适的控制器［3］.峰值电流模式(PCM)首次报道是在1970年代末［4］，由于其固有的作为脉冲的脉冲电流限制，高输入噪声衰减，及闭环一阶动态性等已成为一个非常流行的控制方法［5］.本文讨论了一个在Matlab simulink设计的正激变换器的PCM控制器，进行了仿真和建模，提供了一个实施于该转换器的无缝解决方案.1 正激式转换器待设计的PCMC的正激转换器如图1所示.负载是一个恒定的电流源.L=90 μH，C=660 μF，rL=20 m，rC=50 m，Ud=2 V，fs=100 KHz，Uin=360 －420 V，Uo=54 V，Po=500 W，N2/N1=0.36，N3=N1，Lm=4 mH.在图1中此转换器中的开关连续地高频接通和断开，为了通过能量存储元件传输电能.假设初级侧二极管是理想的(在正激偏压下的压降为0 V)，而忽略状态空间方程在感测电阻器17 ohm上的的电压降的影响.首先通过对所有可能的状态，对其中所述电路运行开发微分和代数方程［6］.当转换器工作在连续导通模式(CCM)，开关电路的状态方程可以写成图1 离线的正激变换器变压器的初级侧和次级侧上的电压之间的关系可以描述为其中N1是在初级侧上的匝数，N2是在次级侧上的圈数.开关关断时，电路的状态方程可以写为据上重新组合在电压模式控制下的状态空间方程，让上式中的导数为零来计算稳定工作点，正激转换器的初级电流、次级电感线圈电流及变压器励磁电流如(6)所示，励磁电流实际上类似人工补偿Mc但动态依赖于输入电压，提供了额外的补偿，其占空比比例约束的影响可以考虑同样的人工补偿.根据(1)－(6)考虑到当计算拓扑基于向上和向下的斜坡，得到了转换器的平均占空比比例限制为(7)，其中，k=1.［7］通过制定适当的偏导数，可以计算系数的占空比限制［8－9］.PCM状态空间表示可以从直接得到的VMC状态空间中更换扰动占空比限制得到相应的状态空间形式2 仿真和结果图1所示的转换器带有不容忽视的寄生元件在小信号的CCM状态空间表示.在最大输入电压即420 V，D=0.345;最小输入电压即360 V，D=0.403，相应的行为模型示于图2中.根据图2，我们可以得到环路增益接着计算在CCM下定义PCM控制转换器的动态特性即得到未端接的传递函数集［10］.控制器在最大输入电压420 V设计的带宽限制将是最恶劣的，当输入电压在最大和输出负载最小.建立正激变换器的闭环仿真模型，控制到输出的传递函数的波特图如图3所示，输出电压的传感器增益Hv(s)将由于PWM调制器的性质归一.据Uco=Rs*iF=Req*iL，Req=(1/100)*(N2/N1)*Rs=0.061 2 ohm，由于PCM的控制特性，调制器的增益Ga=1/Req=1/0.061 2，要求是等效的电感电流传感电阻器.图2 输出动态特性的控制框图图3 控制到输出的传递函数图4 开环增益函数补偿电路的设计步骤列出如下：（Ⅰ）获取的功率级的传递函数，然后使用MATLAB绘制其波特图.接下来画出无需控制器时Uin=420 V的开环增益(Gco_o*Ga*Gae).（Ⅱ）选择一个级联的功率级和补偿电路的传递函数的极点和零点的补偿电路，以便得到所期望的频率特性，且不违反稳定性条件.下面描述的PI控制器是PCMC 其中使用的Gcc，传递函数可以绘制为一个典型的控制器类型.当Kf=1时，设定和结果如下，图5 PI控制器Gcc的波特图图6 补偿后的开环增益函数（Ⅲ）使用仿真和实验验证.从上面的波特图，得到控制带宽为10 KHz，设置Kf=10^(1.61/20)，得到最终的环路增益，最后建立一个闭环的Simulink模型转换器验证本文的设计.下图显示了此正激式变换器的Simulink模型.图7 最终的环路增益函数图8 转换器的PI控制器SIMULINK模型图9 电感的输出电流和电压图10 电感的输出电流和电压当负载瞬态从2跳至9 A来证实其动态性.设置Uin=420 V时输出电压闭环反应的阶跃变化，输出电流从2至9 A，该系统的仿真波形如下.最后Uin=420 V时参考电压从2.2 V至2.5 V的闭环输出电压，仿真结果表明，建模设计的PI控制器可以成功地应用于正激变换器.3 结论正激变换器性能优于反激式，可考虑应用于低和中等功率场合.本文提出了一种基于MATLAB simulink正激转换器的PCM控制器的建模及仿真设计方法.通过求解这些方程得到的结果能以图形化表示和分析，仿真实验结果表明该设计是可行的. 图11 电感的输出电流和电压【相关文献】［1］ R.W.Erickson，and D.Maksimovic.Fundamentals of Power Electronics［M］.Kluwer Academic Publishers，2001.［2］ N.Mohan，T.Undeland，and W.Robbins.Power Electronics：Converters，Applications，and Design，2nd ed.［M］.New York：John Wiley ＆Sons，1995.［3］ L.Huber and M.M.Jovanovic.Single stage single switch isolated power supply technique with input current shaping and fast output voltage regulation for universal input voltage range applications［C］.IEEE Appl.Power Electron.Conf.(APEC)，1997：272 － 280.［4］ C.W.Deisch.Simple switching control method changes power converter into a current source［C］.IEEE PESC’78，1978：300 －304.［5］ R.Redl，and N.O.Sokal.Near optimum dynamic regulation of DC-DC converters using feedforward of output current and input voltage with current mode control ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1986，1(3)：181 －191.［6］ R.D.Middlebrook.Modeling current－ programmed buck and boost regulators ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1989，4(1)：36 －52.［7］ T.Suntio，M.Hankaniemi，T.Roinila.Dynamical modelling of peak －current－mode －controlled converter in continuous conduction mode［J］.Elsevier Simulation Modelling Practice Theory，2007，15(10)：1320 －1337.［8］ R.B.Ridley.A new continuous-time model for current－ mode control［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，1991，6(2)：271 － 280.［9］ F.D.Tan，and R.D.Middlebrook.A Unified model for currentprogrammed converters ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1995，10(4)：397－408.［10］ T.Suntio.Dynamic Profile of Switched－Mode Converters：Modelling，Analysis，and Control［M］.Wiley－VCH Verlag GmbH ＆ Co，2009.。

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