宽输入多路输出双管反激变换器的分析与制作

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南航硕士论文-双管反激

电流临界连续模式
图 2-2 电感 L1 和 L2 的电流波形
2.1.1 电流断续模式
电流断续工作模式表示副边电感电流 iL 2 在开关 S 关断期间已下降到零，电感电流波形如 2-2(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下：
i L1 = U in ⋅ t L1 ; t ∈ [0, DTs ] ; t ∈ [DTs , Ts ] iL1 = 0
T
D3 N2 Cf RL
+
S1 C1 S2
D1
+
Llk N1
D3 N2 Cf RL U in C1
N1
D1
Uin
C2
D2
Llk
−
D2
S
−
L
图 1-3
双晶体管、双二极管箝位电路
图 1-4
LCD 箝位电路
1.1.3 LCD 箝位电路
如图 1-4 所示该箝位电路有两只箝位二极管 D1 、 D2 ，一个箝位电感 L 和一个箝位电容 C 2 组成，由于箝位电路中不存在电阻，因此该电路是无损的。该电路的优点是：变压器漏感能量无损地回馈到电网中去。该电路的缺点是：高频时箝位元件在谐振时峰值电流较大，这个电流流过功率开关管 S，增加了其电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通，存在开通损耗，一般使用于开关频率低于几十 kHz 场合，以保证高变换效率。
iL1
I vc iL 2 iL1
iL1
+
N1 : N2
L 1 L2
D
C
iL2
io
R Uo
S
−
图 2-1 反激变换器电路拓扑
iL1
I pc
iL 2

两种双管反激型变换器的研究和比较

两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。

为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。

客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。

最后，实验结果进一步验证了以上的观点。

关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。

但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。

另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。

传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。

本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。

本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。

2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。

传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。

副边二极管反向偏置，副边电流为零。

当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。

二极管D1及D2随即导通，由于实际电路中漏感的影响，变压器原边上的电压被钳在－Vin，副边二极管因此导通。

反激变换器的原理与设计

15
反激变换器
16
反激变换器 • 电路拓扑更为简洁，易于控制 • 在中小功率变换场合（200W以下）应用广泛 • 适合多路输出场合
17
2.2 反激变换器的原理与设计
图2-1 反激变换器电路
18
2.2.1 原理分析
i1
0
t
i2
0 DTs Ts (1+D)Ts t
( a ) CCM模式
i1
7
双管正激式
8
双管正激式 • 电路结构简单，适用于中小功率场合 • 不需采取附加复位电路来实现变压器磁芯磁复位 • 功率管的占空比要小于0.5
9
推挽变换器
10
推挽变换器 • 电路结构简单 • 变压器磁芯双向磁化 • 电路必须有良好的对称性，否则容易引起
直流偏磁导致磁芯饱和 • 变压器绕组必须紧密耦合，以减小漏感
U
2 i min
TO2N
max
POmax 2TS
0 N12SC 108
(2-19)
B
U i TON N1SC 108
(2-20)
根据(2-19)、(2-20)式，可得磁芯上所开气隙长度为
2Po max TS0 B2SC 108
2 20 3.33106 0.4 17002 0.4118 0.75108
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④ DCM模式时，变压器副边整流二极管在原边功率管再次开通前电流已下降到零，没有二极管反向恢复问题； CCM模式时，则存在副边整流二极管的反向恢复问题。
32
2.2.2 20W 27VDC/+15V(1.0A)、-5V(0.2A)、 +5V(0.4A)机内稳压电源设计与试验
* 设计为DCM模式； * 采用电流型控制方式； * 功率电路采用RCD箝位反激变换器

反激式变换器原理设计与实用

反激式变换器原理设计与实用1、引言反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。

在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。

2、反激变换器工作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip²/2）。

由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。

当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。

由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。

（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。

由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。

开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。

因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。

原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。

推导过程如下：∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip²*n/2T。

毕业设计(论文)-多路输出反激变换器的研制[管理资料]

中国矿业大学本科生毕业设计姓名：XXX 学号：学院：信息与电气工程学院专业：电气工程与自动化设计题目：多路输出反激变换器的研制专题：指导教师：XXX 职称：教授2009年6 月徐州中国矿业大学毕业设计任务书学院信电学院专业年级电气工程与自动05-1 学生姓名XXX 任务下达日期：2009年02月16日毕业设计日期：2009年02月16日至2009年06月20日毕业设计题目：多路输出反激变换器的研制毕业设计专题题目：毕业设计主要内容和要求：1、了解反激变换器拓扑及其工作原理；2、学习Saber仿真软件，并使用Saber仿真软件分析反激变换器；3、反激变换器的设计要求：输入电压：48V~72V；输出4路：5V/1A；+15V/；-15V/；24V/：工作频率100kHz；效率大于75%。

院长签字：指导教师签字：摘要本文对基于峰值电流控制反激变换器进行了研究。

首先分析了常用DC/DC变换器拓扑，并介绍了反激变换器的常用箝位电路；其次详细阐述了反激变换电路的工作原理；然后对电流控制技术的原理及实用芯片UC384X进行了详细的研究，讨论了电流控制的斜率补偿技术；接着重点分析了基于电流控制RCD箝位的反激变换器（CCM工作模式和DCM工作模式），并进行了参数设计，这其中较为重要的是磁性元件的设计。

根据以上理论并结合Saber仿真技术，分别对CCM模式下和DCM模式下基于RCD箝位反激变换器进行了稳态分析和时域分析。

之后还仿真了输入电压变化和负载突变时的暂态分析，电源负载调率较好。

与理论结果进行比较，理论结果和仿真结果一致。

关键词：峰值电流控制技术；RCD箝位；反激变换器；UC3842；Saber仿真ABSTRACTBased on the peak-current control technique, flyback converter is studied in this paper.First of all, commonly used DC / DC converter topologies and clamping circuits are analyzed and introduced. Then the principle of flyback converter and current control technology are given, as well as the principle of and the practical chip UC3842 and slope compensation technology of the current control. At last, the steady principle of RCD clamp flyback converter and design guide line of it's parameters are analyzed in detail(CCM and DCM mode). Design of magnetic element is more important.Based on above theory and Saber simulation, RCD clamp flyback is steady state and time domain analyzed when it is in CCM and DCM mode. Then, Transient analysis of input voltage change and load sudden change are simulated, and load regulation rate is better. Compare of theory, theoretical results and simulation results are uniform.Keywords：the peak-current control technique; RCD clamp; Flyback coverter; UC3842; Saber simulation目录1 绪论 (1)开关电源的理想拓扑 (1)非电气隔离变换电路 (1)电气隔离变换电路 (1)反激变换器的发展与现状 (2)反激变换器常用的箝位电路 (2)有损RCD吸收电路 (3)无源无损箝位电路 (3)有源箝位电路 (4)箝位电路性能的比较 (5) (5) (5) (6)2 开关变换器的电流控制技术 (7)概述 (7)电流控制技术 (7)电流控制技术的特点 (8)电流控制技术的优点 (8)电流控制技术的缺点 (8)电流控制技术的斜率补偿分析 (9)高性能电流模式控制器UC384x (10)UC384X系列芯片的特点 (10)电流模式控制器内部框图 (10)功能介绍 (11)3 反激变换器原理及综合分析 (15)概述 (15)单端反激变换器的稳态分析 (16)电流断续模式(DCM) (16)电流连续模式(CCM) (18)电流临界连续模式(BCM) (18)不同模式的比较 (18)反激变换器的外特性曲线 (20)RCD箝位电路 (21)RCD箝位电路的设计 (21)RC参数对电路性能的影响 (22)单端反激变换器的关键参数的设计 (23)磁化电感 (23)功率开关管S (23)副边整流二极管D (23)输出滤波电容C (23)4 多输出反激变换器设计 (24)概述 (24)单端反激变换器的设计研究 (25) (25)CCM模式反激变换器功率电路设计 (25)DCM模式反激变换器功率电路设计 (31)反激变换器控制电路设计 (34)5 反激变换器的仿真研究 (37)Saber简介 (37) (38)CCM模式下暂态分析 (38)CCM模式下关键节点波形分析 (39)宽范围输入电压下输出暂态响应 (41)在突加负载和突减负载下输出暂态响应 (42)基于Saber的DCM工作模式下的仿真研究 (44)DCM模式下的输出暂态响应 (44)关键节点波形分析 (44)两种模式下反激变换器的比较 (46)6 结束语 (47)本文主要完成工作 (47)进一步设想 (47)致谢 (48)参考文献 (49)翻译部分 (50)中文译文 (50)英文原文 (59)1 绪论开关电源的理想拓扑电力电子变换器广泛应用于飞机、导弹、舰艇、工业控制系统、微型计算机、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展[1]。

反激电源的制作及测试—反激电源电路的分析

4. 反激电源的调试
（2）EMI整流滤波电路的调试输入电压和C6两端电压的波形：
33
4. 反激电源的调试
(3) 反激变压器和输出整流滤波电路（在变压器制作的过程中就要测试，这里再重复一下。）在变压器原边施加一信号：频率为10KHz，有效值为3±1V 的正弦波。测得的波形如下：
CH1:原边 CH2:副边
41
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4. 反激电源的调试
（2）EMI整流滤波电路的调试 Q1的pin3引脚短路到地，在输入端上电AC30V，测量 C6两端电压为：42±3V，如果C6两端没有电压，检查共模滤波电感，整流二极管是否接错或损坏，或者其它元器件是否接错或损坏等。
注意：Q1的 pin3引脚也可以不要短路到地。
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VCC,MAX
模拟输入电压范围
VFB
总的功率损耗
PD
降额因子
工作结温工作环境温度存储温度范围
TJ TA TSTG
值
800 ±30 12.0 3.0 2.1 95 30 -0.3-VSD 75 0.6 +160 -25-+85 -55-+150
单位
V V ADC ADC ADC mJ V V W W/℃ ℃ ℃ ℃17
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5. 反激电源的测试（1）按测试电路连接图接好线，慢慢增加输入电压到到85Vac，LED1会亮，测量输出电压 Vout=12±0.24V。
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5. 反激电源的测试（2）测量输出电压的纹波@ Vin=220Vac，负载为40W。
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5. 反激电源的测试（3）维持时间@输入电压200Vac，输出功率为 40W时。切断输入电压，输出电压和输入电压的波形如下：

双管反激

1.1课题背景及其意义在科学技术发展的推动下，电源技术也有了明显的进步，随着电力电子技术更多的运用于电源。

电源的性能和节能性也不断提高。

众所周知，电源是任何用电设备的核心部分，提高用电设备的性能对电源的要求也会提高。

电源朝着体积越来越小，成本越来越低，效率日益增高的方向发展。

传统的电源采用的是线性稳压技术，存在大量稳压电源模块，传统线性稳压电源使用可靠性强，输出纹波电压小，稳定性突出。

但是都含有体积很大的工频变压器和滤波器。

为了克服这一问题，开关电源应运而生。

开关电源最先被应用于航天领域。

开关电源是指将一种电源形态转变为另一种电源形态，转变过程中运用自动闭环控制并且设有保护环节，转变开关则使用半导体功率管。

开关电源的组成器件大多工作在高频开关状态，因此，耗能低，可靠性和稳定性高。

开关电源可以适应在110V~220V的电网电压。

目前，作为自动化，机电一体化，电力传动等技术的基础的电力电子技术，发展方向为高频化，硬件结构模块化。

提高开关电源的频率，有利于改善性能，抑制干扰，使电源小型化。

1.2国内外开关电源的研究现状国外首先采用的是晶体管直流变换器，这种方式利用的是磁芯的磁饱和。

这种技术输入电压低，功率频率低。

20世纪中叶，高电压，大电流功率开关管出现，开关电源在制作过程中不在使用工频降压变压器，开始变得高效率，体积小，重量也减小不少。

20世纪70年代，随着高频率，高电流的功率管快恢复的肖特二极管，高频高温电容的产生，开关电源有了进一步发展。

我国开关电源工作起步于20世纪60年代初，起步的初期即以实用性为发展目标，十年间我国开关电源技术有了很大的发展。

七十年代，我国已经可以自主研发不含工频降压变压器的开关电源。

最近的二十年，我国已经制造出输出功率在1000W以下，频率为20kHz左右的开关电源。

目前我国的开关电源与欧美的科技强国仍存在较大差距。

开关电源发展现状中存在的主要问题：（1）开关噪声和干扰严重。

电气工程综合设计报告模板

编号南京航空航天大学电气工程综合设计报告题目双管直直变换器设计学生姓名班级学号成绩学院自动化学院专业电气工程及其自动化指导教师×××副教授二〇一四年一月双管直直变换器设计摘要首先，本文对DC-DC变换器进行了分析、比较，结合高压、宽输入，小功率和多路输出的设计要求，选择双管反激电路作为辅助电源；结合高压、宽输入，大功率的设计要求，选择交错并联双管正激电路。

其次，本文详细阐述了双管反激变换器的稳态工作原理，分析比较了双管反激变换器两种工作模式的特点；对双管反激主电路以及基于UC3844的控制电路进行了详细的设计，并且建立了SABER 下的仿真模型；利用Protel绘制原理图及PCB，并研制出样机。

此部分完成了双管反激变换器的原理分析、参数设计、损耗分析、仿真、一台20W、4路输出的样机制作及实验，实验结果验证了理论分析的正确性。

再次，本文对交错并联双管正激变换器的稳态工作原理进行了详细的分析阐述；对变换器主电路、控制电路和保护电路进行参数设计，建立了SABER下系统的仿真模型，最后给出了实验波形。

此部分完成了一台2KV A交错并联双管正激变换器的原理分析、参数设计、仿真验证。

关键词：双管反激变换器，双管正激变换器，交错并联技术，损耗分析目录摘要 (i)Abstract ...................................................................................................... 错误！未定义书签。

第一章概述......................................................................................................................... - 1 - 第二章双管反激变换器的研究......................................................................................... - 2 - 第三章双管反激式开关电源的损耗分析......................................................................... - 3 -3.1双管反激变压器的损耗分析................................................................................... - 3 -3.2双管反激变换器其它元件的损耗模型分析.............................. 错误！未定义书签。

反激式变换器电路仿真建模与分析

学号：常州大学毕业设计（论文）（2012届）题目学生学院专业班级校内指导教师专业技术职务校外指导老师专业技术职务二○一二年六月反激式变换器电路仿真建模与分析摘要:开关DC-DC变换器是一种典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐波、分岔与混沌等丰富的非线性现象。

这些非线性现象严重影响开关DC-DC变换器的性能。

因此，深入分析和研究开关DC-DC变换器的分岔和混沌等非线性动力学现象，对开关DC-DC变换器的设计、运行及控制都具有重要的指导意义。

反激式变换器是一种隔离式开关变换器，该变换器利用变压器实现了输入与输出电气隔离。

变压器具有变压的功能有利于扩大变换器的输出设备应用范围，也便于实现不同电压的多路输出或相同电压的多种输出。

运用变压器进行隔离使电源与负载两个直流系统之间是绝缘的，即使输出短路也不会影响外部电源。

本文利用PSIM电路仿真软件进行电路仿真，给出峰值电流控制反激式变换器和电压反馈控制反激式变换器各电路参数变化时的时域波形和在输出电压-安匝和平面上的相轨图，并对输入电压和负载电阻两个参数进行分析，从而确定其稳定工作时的参数区域。

本文对反激式变换器进行建模和PSIM电路仿真分析，了解到该变换器在不同电路参数时的运行情况，有效地估计出该变换器处于稳定工作状态时的电路参数范围，有助于制作实际反激式变换器电路参数的合理选取。

关键词：反激式变换器；安匝和；峰值电流控制；电压反馈控制；稳定性；PSIM；仿真Simulation Modeling and Analysis of the fly back convertercircuitAbstract: Switching DC-DC converters are a type of strong nonlinear and time-varying dynamical systems with all kinds of nonlinear phenomena, such as subharmonic, bifurcation, and chaos. These phenomena will seriously impact the work of the switching DC-DC converters. So, the deep analysis and study of these nonlinear dynamical phenomena have an important significance for design of switching DC-DC converter.Fly back converter is a special switching DC-DC converter, in which the transformer is employed to isolate the input from output. And the use of transformer in fly back converter is convenient to expand the output range and realize multi-output.In this paper, using the PSIM software, the simulation circuits of peak current mode(PCM) controlled fly back converter and voltage mode(VM) controlled fly back converter are built. Based on the simulation circuit and different circuit parameters, the operation of PCM controlled fly back converter is analysed and studied by time-domain waveforms and phase portraits in inductor current and total ampere-turns plane. Besides, the input voltage and load resistor are considered as two variables to depict the steady-state and unsteady-state region of the converter. The research results can help to choose reasonable circuit parameters in designing fly back converter circuit.Key works：Fly back converter; Total ampere-turns; Chaos; Peak current mode control; V oltage mode control; Stability; PSIM; Simulation目次摘要 (I)目次 (III)1 引言 (1)2 开关DC-DC变换器及其控制技术简介 (2)2.1 开关DC-DC变换器 (2)2.1.1 Buck变换器 (2)2.1.2 Boost变换器 (2)2.1.3 Buck-Boost变换器 (3)2.1.4 反激式变换器 (3)2.2开关DC-DC变换器控制技术 (6)2.2.1 固定频率控制技术 (6)2.2.2 可变频率控制技术 (9)2.3 PSIM软件简介 (10)3 反激式变换器的建模与仿真分析 (11)3.1 PCM控制反激式变换器的PSIM建模 (11)3.2 PCM控制反激式变换器的仿真分析 (12)3.3 VM控制反激式变换器的PSIM建模 (14)3.4 VM控制反激式变换器的仿真分析 (14)4 反激式变换器的稳定工作参数域仿真与分析 (16)4.1利用输入电压和负载确定稳定工作参数域 (16)4.2 利用参考电流和负载确定稳定工作参数域 (21)4.3 利用参考电流和输入电压来确定作参数域 (24)5 结论 (27)参考文献 (28)致谢 (30)1 引言开关DC-DC变换器是一类典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐波、分岔和混沌等丰富的非线性现象[1-15]。

双管反激变换器研究分析

双管反激变换器研究分析双管反激变换器研究分析摘要：研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。

关键词：反激变换器；峰值电流控制；双管反激引言反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。

在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。

当功率管关断时，会产生很高的.关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。

因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。

双管反激变换电路，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。

可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

图11电路分析电路图如图1所示。

在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。

电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0) （1）D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。

在t1时刻漏感电流iLr为iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0) （2）——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。

原边电流iLr线性下降，即在t2时刻原边电流iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0 （5）——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr 下降到0，iL2达到最大。

双管反激变换器

此后iL2线性下降，iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2) （6）在t3时刻iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2) （7）在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3) （8）此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)] （9）iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：——续流二极管将漏感能量回馈给电源；——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；——不需要额外的吸收电路。

2 控制系统结构采用峰值电流控制模式，如图3所示。

由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：——具有良好的线性调整率，反应速度快；——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。

双管反激电路小结

双管反激电路小结双管反激DCDC1.1原理图说明双管反激电路由两个同时导通和关断的开关管VT1、VT2；两个钳位二极管VD1、VD2；输入滤波电容C1、C2；输出滤波电容C3；输出整流二极管VD3，高频变压器Trans1组成。

钳位二极管在反激的过程中把开关管承受的峰值电压钳制在输入电源电压，可以大大降低每个开关管上的电压应力，扩大了开关管的选择范围；变压器原边起到储能电感的作用。

1.2工作原理：VT1和VT2同时导通，同时关断。

场效应管导通时，能量储存在变压器的磁路中；关断时，磁能转化为电能传至负载。

VD1和VD2的接法可以把过剩的反激能量反馈到电源Ui中，同时可以把场效应管承受的峰值电压和原边绕组的钳位电压都钳制在Ui。

1）VT1和VT2同时开通，直流电压Ui加在原边绕组上。

此时输出整流二极管VD3反向偏置关断，副边绕组没有电流。

输入Ui为变压器原边储能，原边电流Ip线性增加Ui/Lp=dIp/dt。

此时变压器原边相当于电感，磁芯内磁感应强度将由剩余磁感Br上升到峰值Bp。

两只场效应管上的压降为其导通压降。

2）当VT1和VT2同时关断时，由于反激作用，变压器上所有的电压反向，钳位二极管把原边绕组的反激电压和开关管两边的电压钳制在输入电压。

储存在原边绕组的能量一部分向副边传递，同时有一部分通过钳位二极管VD1和VD2返回给电源。

当副边的电流增加至N1/N2 * Ip(N1为原边匝数，N2为副边匝数)时，两个钳位二极管停止导通，原边电压Vp降至副边绕组的反射电压（即C3上的电压这算到原边上的电压），场效应管上的压降为（Ui+Uo）。

输出三极管VD3导通，副边电流以一定速度衰减dIp/dt=Uo/Ls。

当副边绕组电流Is降到零时，原边绕组的电压也将为0，这时场效应管承受的电压为Ui。

反激过程中，磁芯磁通密度将由峰值Bp下到剩余磁感应强度Br。

经过一段时间后，VT1、VT2同时导通，进入下一个周期。

3）在VT1和VT2不同时关断的情况下，电流会通过钳位二极管继续流动。

介绍反激变换器的设计步骤

介绍反激变换器的设计步骤
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。

本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。

简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器
1.Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1.
2. Step2：确定输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265V AC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265V AC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

(精选)双管反激

引言电路拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，具有输出多路负载自动均衡等优点，广泛用于多路输出机内电源之中。

但在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。

当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。

因此在很多情况下，必需在功率管两端加吸收电路，开关管的电压应力大。

变换电路，在功率管关断时，变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位，所以功率管的电压应力和输入电压相等。

可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

下面分析此种电路。

二电路分析在稳态条件下。

假设(1)所有开关器件都理想的；(2)Lr远小于Lm；(3)电路工作CCM模式，电路图如图(2-1)。

工作原理描述如下；1.开关模式1[t0－t1]t0时刻开通S1和S2, 输入直流电压Uin作用Lr和Lm上，漏感电流iLr线图（2—1）性上升，D1和D2已关断，(2—1)在t1时刻关断S1和S2, 此时漏感电流iLr为(2—2)管D1和D2承受反压为Uin.,副边整流二极管D3承受反压为U0+(N2/N1)Uin,变压器副边电流为零，滤波电容向负载供电。

2. 开关模式2[t1－t2]刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，所以原边续流管D1和D2导通钳位使S1和S2承受反压为Uin，同时由于磁通连贯原理，漏感电流iLr也导致副边电流iL2的缓慢形成，使副边整流二极管D3导通。

原边电流iLr线性下降为在t2时刻原边电流iLr=0,(2—5)此段时间内原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降波型完全相同.3. 开关模式3[t2－t3]刻原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0, iL2达到最大。

此后iL2线性下为降(L2为变压器副边电感值)，(2-6)在t3时刻(2—7)原边续流管D1和D2承受反压为,S1和S2承受反压。

双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理

双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理摘要：根据高电压宽输入电力电子变换器的供电需求，设计了一种双管反激辅助电源。

分析了双管反激变换器的工作原理；针对宽输入电压范围带来的电流环次谐波振荡问题，设计了斜坡补偿电路；提出了一种电流控制型双管反激变换器的低损耗启动电路。

实验证明所设计的高电压宽输入双管反激辅助电源有效可行。

0 引言各种电力电子变换器系统离不开集成芯片与功率开关，因而需要辅助电源为其中的控制电路、驱动电路、调理与采样电路以及传感器等提供+5 V、±15 V等各种等级的辅助工作电压，辅助电源已成为电力电子变换器的重要组成部分。

辅助电源的输入由电力电子变换器母线电压提供，为了保证电力电子变换器的稳定运行，不论母线电压如何变化，辅助电源均要稳定工作，即辅助电源应能在高电压和宽输入范围内输出稳定的电压，保证电力电子变换器的正常工作。

文献[1]中辅助电源使用LLC谐振变换器拓扑，该拓扑对谐振参数较为敏感，且仅在谐振点附近效率较高，不适合应用于宽电压输入场合。

相比其他拓扑，反激变换器结构简单、体积小、占空比变化范围宽，是辅助电源的理想选择。

文献[2-4]中高电压宽输入辅助电源均采用了单端反激拓扑结构，但单端反激变换器开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压、副边折射电压以及漏感尖峰电压之和，在高输入电压时开关管电压应力很大，导致开关管成本大大增加。

文献[5]采用两个反激变换器串联来解决单管电压应力大的问题，但是需要额外增加两串变压器绕组，这增加了变压器体积，产生的损耗也是单管反激变换器的两倍，随着风力发电与光伏发电等高电压宽输入电力电子变换器应用范围的不断扩大，急需研发与高电压宽输入电力电子变换场合相适应的辅助电源。

双管反激电路开关管所承受的电压应力仅为直流输入电压，开关管关断时的漏感能量通过二极管回馈到直流输入电源，不需加入RCD吸收电路，是高电压宽输入辅助电源的理想选择[6]，本文对此进行研究与设计。

宽输入多输出双管反激式辅助电源研究

靳利光，郭长亮，杨志。，罗文清
（１．国网浙江省电力公司检修分公司，杭州３１００００；２．国网松原供电公司，吉林松原１３８０００２；
３．国网甘孜供电公司，四川甘孜６２６０００；４．东北电力大学电气工程学院，吉林吉林１３２０１２）摘要：针对光伏和储能电池输出直流电压变化范围宽的问题，设计一款宽输人多输出双管反激式辅助电源，为光伏逆变器
第３９卷第５期
２０１７年１０月
黑
龙
江
电
力
ＶｏＬ３９Ｎｏ．５０ｃｔ．２０１７
ＨｅｉｌｏｎｇｊｉａｎｇＥｌｅｃｔｉｒｃＰｏｗｅｒ
宽输入多输出双管反激式辅助电源研究
４．ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｉｒｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｉｒｎｇ，ＮｏｒｔｈｅａｓｔＤｉａｎｌｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｊｉｌｉｎ１３２０１２，Ｃｈｉｎａ；）
或储能变流器辅助供电。采用可变开关频率控制策略，根据负载变化动态调节开关频率，以减小开关损耗。采用推挽式变压
器隔离驱动电路实现输入输出端的电气隔离，提高了驱动信号的同步性和控制核心的可靠性。利用三端稳压器和线性光耦实现输入输出的反馈和隔离，设计了多路输出电压反馈电路，提高辅助电源的稳定性。搭建输入电压为ＤＣ２００— ９００Ｖ实验平台，验证了宽输入多输出双管反激式辅助电源的正确性和可行性。