射频技术阻抗变换与匹配
射频电源中的阻抗匹配研究
计算方法 :任何射频电源都有谐振回路 , 即选频网络
或低通回路 。由于此回路对基频 ( 工作频率) 谐振 ,
所以电源的输出主要有基波组成 , 输出功率也主要
体现在基频上 。由于回路对基波谐振 , 所以电路呈
纯电阻 R p ,那么回路可吸取的基频功率为[4 ]
P0
=
1 2
V
cm
I cm
=
V
2 cm
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其通解为
U = aeγz + be - γz
I = 1 ( aeγz + be -γz )
2 Rp
(8)
所需要的回路阻抗值为
R p
= V cm I cm
= V cc - υcmin
I cm
=
V
2 cm
2 RP0
(9)
图 2 输出匹配电路
但任何晶体管的输出都是复阻抗 , 另外 , 1/ 4 波 长线只能匹配晶体管复数导纳的电导分量 。所以我 们必须把晶体管复数导纳中的电纳部分调掉 。为 此 ,须在输出回路中并联电感 L , 如图二所示 , 并联 电感 L 的值可以根据晶体管的参数算出 , 也可以根 据实验结果测出 。此时 , 传输线的输入阻抗就是纯 电阻 Rp , Rp = 1/ G out 。为方便起见 , 我们假设负载 为纯阻抗 ,即 ZL = RL ,根据 (7) 式很容易算出传输线
讨 论 根据呼吸生理的特点 ,气流进入鼻腔后首先冲 击的是中鼻甲和中鼻道的前端 ,该处易受尘埃 ,污染 颗粒 ,变应原或病原体的刺激使鼻道复合体易致息 肉样变性 ,临床上对鼻息肉的治疗 ,目前采用鼻内镜 手术或激光 治疗 。我们 对 68 例鼻 息肉 患者 采用 HO : YA G 激光治疗鼻息肉的体会如下 : 1. HO : YA G 激光的波长为 2. 1μm 。接近水的 吸收峰 ,能很好地被生物组织吸收 ,热弛豫时间为 310ms ,采用脉冲式输出且脉宽度短于热弛豫时间 , HO : YA G 激光对照射组织的热凝固损伤较小 ,同时 HO : YA G 激光可以极容易地由低氢氧根的石英光 导纤维传输 ,不易产生光纤端面污染 。HO : YA G 激 光穿透组织深度约 0. 5mm ,水分吸收好 。有精细的 雕刻作用 ,对周围组织损伤轻微 ,术后组织反应小 , 术时出血少或无出血 。我们对 68 例多发性 ,大的鼻
射频等离子 阻抗匹配
射频等离子阻抗匹配射频（Radio Frequency，简称RF）等离子阻抗匹配是在无线通信领域中非常重要的技术，它对信号传输的稳定性和质量有着直接影响。
为了更好地理解射频等离子阻抗匹配的原理和意义，我们将从基本概念、工作原理、实际应用和调节方法等多个方面进行探讨。
首先，让我们来了解一下射频等离子阻抗匹配的基本概念。
在RF通信系统中，信号的传输需要确保发送器和接收器之间的阻抗匹配，以便实现最大功率的传输和最低的反射损耗。
当发送器和接收器之间的阻抗不匹配时，信号会发生反射和损耗，导致传输存在衰减和失真的问题。
因此，射频等离子阻抗匹配技术的应用，可以使得信号的传输更加稳定和可靠。
那么，射频等离子阻抗匹配是如何工作的呢？其核心原理是使用适当的网络元件，如传输线、衰减器、滤波器等，来调整发送器和接收器之间的阻抗，使其能够互相匹配。
通过这种调整，能够使信号在传输过程中尽量减少反射和衰减的问题，从而保证信号的传递性能和质量。
射频等离子阻抗匹配技术具有广泛的实际应用。
首先，在无线通信系统中，射频等离子阻抗匹配能够提高信号的传输效果，避免信号丢失和失真，从而提供更加稳定和清晰的通信质量。
其次，在射频电子设备中，射频等离子阻抗匹配可以提高电子器件的工作效率和可靠性，减少能量损失和电磁干扰，从而延长设备的使用寿命。
此外，在天线设计和雷达系统中，射频等离子阻抗匹配也起到至关重要的作用，可以有效地提高信号接收和发射的性能。
最后，我们来了解一下射频等离子阻抗匹配的调节方法。
一般来说，调节射频等离子阻抗匹配可以通过两种方式实现，一种是硬件调整，另一种是软件调整。
硬件调整通常涉及设计和调整相关元件的参数和连接方式，如阻抗转换器、匹配网络、衰减器等。
而软件调整则是通过改变相应的软件配置参数，来实现阻抗匹配的调整和优化。
根据具体的应用场景和需求，选择合适的调节方法，能够更好地发挥射频等离子阻抗匹配的效果。
综上所述，射频等离子阻抗匹配作为一项重要的技术，在无线通信领域中发挥着不可或缺的作用。
通信系统中射频与天线阻抗匹配的调试方法
通信系统中射频与天线阻抗匹配的调试方法RF工程师在设计芯片和天线间的阻抗匹配时是否也遇到过这样的问题，根据数据手册的参数进行匹配设计，最后测试发现实际结果和手册的性能大相径庭，你是否考虑过为什么会出现这么大的差别？还有，匹配调试过程中不断的尝试不同的电容、电感，来回焊接元器件，这样的调试方法我们还能改善吗？一、理想的匹配通信系统的射频前端一般都需要阻抗匹配来确保系统有效的接收和发射，在工业物联网的无线通信系统中，国家对发射功率的大小有严格要求，如不高于+20dBm；若不能做到良好的匹配，就会影响系统的通信距离。
射频前端最理想的情况就是源端、传输线和负载端都是50Ω，如图1。
但是这样的情况一般不存在。
即使电路在设计过程中仿真通过，板厂制作过程中，线宽、传输线与地平面间隙和板厚都会存在误差，一般会预留焊盘调试使用。
图1理想的阻抗匹配二、造成与芯片手册推荐电路偏差大的原因？从事RF电路设计的工程师都有过这样的经验，做匹配电路时，根据数据手册给的S参数、电路拓扑结构、元器件的取值进行设计，最后得到的结果和手册上的差别很大。
这是为什么呢？其主要原因是对射频电路来说，“导线”不再是导线，而是具有特征阻抗。
如图2所示，射频传输线看成由电阻、电容和电感构成的网络，此时需要用分布参数理论进行分析。
图2传输线模型特征阻抗与信号线的线宽(w)、线厚(t)、介质层厚度(h)和介质常数()有关。
其计算公式如下:由公式可以知道，特征阻抗和介质层厚度成正比，可以理解为绝缘厚度越厚，信号穿过其和接地层形成回路所遇到的阻力越大，所以阻抗值越大；和介质常数、线宽和线厚成反比。
因为芯片的应用场景不同，虽然电路设计一样，但是设计的PCB受结构尺寸、器件种类、摆放位置等因素的影响，会导致板材、板厚、布线的不同，引起特征阻抗的变化。
当我们还是沿用手册给的参数进行匹配时，并不能做到良好阻抗匹配，自然会出现实际测试的结果与手册给的结果偏差较大的情况。
阻抗匹配和阻抗变换是什么-阻抗变换和阻抗匹配的详细概述
阻抗匹配和阻抗变换是什么?阻抗变换和阻抗匹配的详细概述阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。
当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。
反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。
阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。
例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。
如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏。
反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真.因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。
又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。
如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。
这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。
为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。
在一般的输入、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路. 下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分。
1、纯电阻电路在中学物理电学中曾讲述这样一个问题：把一个电阻为R的用电器，接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上(见图1)，在什么条件下电源输出的功率最大呢?当外电阻等于内电阻时，电源对外电路输出的功率最大，这就是纯电阻电路的功率匹配。
假如换成交流电路，同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。
2、电抗电路电抗电路要比纯电阻电路复杂，电路中除了电阻外还有电容和电感.元件，并工作于低频或高频交流电路。
一文掌握阻抗匹配（总结篇）
一文掌握阻抗匹配（总结篇）我们在上周的文章中，着重介绍了阻抗匹配的相关概念和方法。
阻抗匹配，作为射频设计中最为重要的一个环节，每一个射频工程师都无法绕过去的。
今天我们再加以总结，把整个阻抗匹配，展现给大家。
Chapter 1阻抗三兄弟射频工程师必知必会——阻抗，特征阻抗与等效阻抗阻抗，顾名思义就是对电路中电流起到阻碍作用的元器件。
我们在射频电路中，又引入了特征阻抗和等效阻抗两个概念。
No.1.1 阻抗谈到阻抗的概念，大家的第一影响就是电阻和电抗的组合。
没错，在低频领域，或者在我们学习的电路原理的课程中，阻抗就是电阻和电抗的组合。
我们借用百度百科的定义就是：在具有电阻、电感和电容的电路里，对电路中的电流所起的阻碍作用叫做阻抗。
阻抗常用Z表示，是一个复数，实部称为电阻，虚部称为电抗，其中电容在电路中对交流电所起的阻碍作用称为容抗,电感在电路中对交流电所起的阻碍作用称为感抗，电容和电感在电路中对交流电引起的阻碍作用总称为电抗。
阻抗的单位是欧姆。
阻抗可以是电阻、电容、电感的任意组合对电流起到的阻碍作用。
由于电容对直流电的阻抗无穷大，而电感对直流电的阻抗是零，因此，阻抗更多用于描述交流电路中对电流的阻碍作用。
高阻抗是指阻抗值大，低阻抗是指阻抗值小。
对于一个具体电路，阻抗不是不变的，而是随着频率变化而变化。
在电阻、电感和电容串联电路中，电路的阻抗一般来说比电阻大。
也就是阻抗减小到最小值。
在电感和电容并联电路中，谐振的时候阻抗增加到最大值，这和串联电路相反。
阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。
在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。
电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。
射频电路 第一章选频与阻抗匹配
Z=
V IS
，而 I S 为常数 )
《高频电子线路》 11/42
讨论谐振频率附近的选频特性（ ω ≈ ω0 ） 近似条件:
ξ = Q(
(ω + ω 0 )(ω ω 0 ) 2ω (ω ω ) 2(ω ω 0 ) ω ω0 ≈Q 0 2 0 =Q )=Q ω0 ω ωω 0 ω0 ω0
Is / G V (ω0 ) V (ω0 ) = = V (ω ) ≈ e jφ 公式： 2(ω ω0 ) 2Δω 2 Δω 2 1 + jQ 1 + jQ 1 + (Q )
ω0
ω0
ω0
其中：
= arctgQ
2Δω
ω0
2010-9-16
《高频电子线路》
12/42
（1）幅频特性（归一化选频特性）
定义：支路
Q
Xs 串联支路 Q = rs RP 并联支路 Q = XP
《高频电子线路》
两者相等
X s RP Q= = rs XP
18/42
2010-9-16
（2）实际并联回路分析 根据谐振的定义计算：
Y (ω ) = G + jB = 1 1 + ( jωC ) j RP ωLP
1 jB = jω P C j =0 ω P LP
谐振时回路总的储能 CV 2 2π T= Q = 2π = 2π 2 ω0 谐振时回路一周内的耗能 TV / R
R R Q= = = G ω0 L ρ
2010-9-16 《高频电子线路》 8/42
ω0C
4.电流特性 电感电流
IsR IL = = = jQI S jω 0 L jω 0 L
电容电流
什么是阻抗匹配-阻抗匹配是什么意思-
什么是阻抗匹配?阻抗匹配是什么意思?阻抗匹配（impedance matching）信号源内阻与所接传输线的特性阻抗大小相等且相位一样，或传输线的特性阻抗与所接负载阻抗的大小相等且相位一样，分别称为传输线的输入端或输出端处于阻抗匹配状态，简称为阻抗匹配。
否则，便称为阻抗失配。
有时也直接叫做匹配或失配。
阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R 的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。
负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。
再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2)=U2×R/[(R-r)2+4×R×r]=U2/{[(R-r)2/R]+4×r}对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。
注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。
即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。
此结论同样适用于低频电路及高频电路。
当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。
在低频电路中，我们一般不考虑传输线的匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。
RF电路分析——阻抗匹配
RF电路分析——阻抗匹配RF电路中的阻抗匹配是一个非常重要的概念，它在保证信号传输和能量传递的同时，最大化提高系统的效率。
本文将从理论和实际应用两个方面，介绍阻抗匹配的概念和方法。
首先，我们需要了解阻抗的概念。
在RF电路中，阻抗是指电路中的电流和电压之间的比值，通常用复数表示。
阻抗由两个参数组成：阻抗大小（模）和阻抗相位（角度）。
阻抗大小反映了电流和电压的比例关系，而阻抗相位代表了电流和电压之间的时间差。
在RF电路中，如果不同部分的阻抗不匹配，就会导致信号的损失和反射。
这种反射会产生回波，在系统中形成驻波，从而降低了功率传输效率。
因此，阻抗匹配是为了减少信号反射和提高系统效率的重要手段。
一种常见的阻抗匹配方法是使用变压器。
变压器具有恒压传输特性，可以将输入的高阻抗变成输出的低阻抗，或者将低阻抗变成高阻抗。
这种变压器的两个线圈之间通过互感耦合，使得输入和输出之间的能量传输更加高效。
变压器的阻抗匹配适用于宽频段的应用，可以有效提高系统的频响性能。
另一种常见的阻抗匹配方法是使用网络匹配电路。
网络匹配电路由一系列电感、电容和电阻组成，可以通过调整这些元件的阻抗来匹配不同部分之间的阻抗。
其中最常用的网络匹配电路是pi型和T型的匹配电路。
这两种匹配电路可以分别将高阻抗变成低阻抗或者将低阻抗变成高阻抗。
在实际应用中，阻抗匹配有许多重要的应用。
例如，在无线通信系统中，发射天线和接收天线之间的阻抗匹配是非常重要的，以确保尽可能多的信号能够传输到接收端。
此外，在射频功率放大器中，阻抗匹配可以最大化功率的传输和转换效率，确保系统能够以最佳性能工作。
总之，在RF电路中，阻抗匹配是一项重要的技术，它可以最大限度地提高信号传输和能量传递的效率。
使用变压器和网络匹配电路是常见的手段，可以将不同部分之间的阻抗进行匹配。
在实际应用中，阻抗匹配有许多重要的应用，如无线通信和功率放大器。
通过合理地进行阻抗匹配，可以提高系统的性能和效率。
[应用]PECVD射频电源阻抗匹配
![[应用]PECVD射频电源阻抗匹配](https://img.taocdn.com/s3/m/17c62897d5d8d15abe23482fb4daa58da0111c8d.png)
阻抗匹配的作用终端电阻是为了消除在通信电缆中的信号反射在通信过程中，有两种信号因导致信号反射：阻抗不连续和阻抗不匹配。
阻抗不连续，信号在传输线末端突然遇到电缆阻抗很小甚至没有，信号在这个地方就会引起反射。
这种信号反射的原理，与光从一种媒质进入另一种媒质要引起反射是相似的。
消除这种反射的方法，就必须在电缆的末端跨接一个与电缆的特性阻抗同样大小的终端电阻，使电缆的阻抗连续。
由于信号在电缆上的传输是双向的，因此，在通讯电缆的另一端可跨接一个同样大小的终端电阻。
引起信号反射的另个原因是数据收发器与传输电缆之间的阻抗不匹配。
这种原因引起的反射，主要表现在通讯线路处在空闲方式时，整个网络数据混乱。
要减弱反射信号对通讯线路的影响，通常采用噪声抑制和加偏置电阻的方法。
在实际应用中，对于比较小的反射信号，为简单方便，经常采用加偏置电阻的方法。
阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。
要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。
改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。
重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。
调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。
详解阻抗匹配原理
详解阻抗匹配原理本文主要详解什么是阻抗匹配，首先介绍了输入及输出阻抗是什么，其次介绍了阻抗匹配的原理，最后阐述了阻抗匹配的应用领域，具体的跟随小编一起来了解一下吧。
一、输入阻抗输入阻抗是指一个电路输入端的等效阻抗。
在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗Rin就是U/I。
你可以把输入端想象成一个电阻的两端，这个电阻的阻值，就是输入阻抗。
输入阻抗跟一个普通的电抗元件没什么两样，它反映了对电流阻碍作用的大小。
对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。
因此，我们可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（注：只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题），另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑阻抗匹配问题二、输出阻抗无论信号源或放大器还有电源，都有输出阻抗的问题。
输出阻抗就是一个信号源的内阻。
本来，对于一个理想的电压源（包括电源），内阻应该为0，或理想电流源的阻抗应当为无穷大。
但现实中的电压源，则不能做到这一点。
我们常用一个理想电压源串联一个电阻r的方式来等效一个实际的电压源。
这个跟理想电压源串联的电阻r，就是（信号源/放大器输出/电源）内阻了。
当这个电压源给负载供电时，就会有电流 I 从这个负载上流过，并在这个电阻上产生 I×r 的电压降。
这将导致电源输出电压的下降，从而限制了最大输出功率（关于为什么会限制最大输出功率，请看后面的“阻抗匹配”一问）。
同样的，一个理想的电流源，输出阻抗应该是无穷大，但实际的电路是不可能的。
三、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
在射频电路设计中的阻抗匹配分析
4λ/ 4 阻抗调谐 λ/ 4 阻抗调谐器用于串联连接在旅行驻波的工作状态下远离不匹配载荷位于电压节点或波 环的一段或多段长度是λ/ 4 具有不同的特性阻抗的传输线。但λ/ 4 调谐器的工作频带宽非 常狭窄，有必要采取λ/ 4 阻抗调谐来宽带工作。 通常一个源阻抗不共轭，随着负载的阻抗匹配，即 。在为了最大限度地能量运输，
匹配网路的不同拓补结构的优缺点
拓扑（一）cp1-ls-cp2，不包含电感但是有 3 个 电容。这种拓扑结构的优点是： 1）不存在直流短路和直流阻塞问题； 2）它的成本在所有的拓扑结构最少，因为电容通常比电感便宜多了；
3）电感的面积通常比在 RF 电路设计的电容大的多，因此它具有最小芯片面积； 4）在 RF 电路设计一个电容的 Q 值高于电感。因此这是最受欢迎的拓扑结构。然而，应该 指出的是，该拓扑是唯一适合初始阻抗的拓补结构。它 位于 3 区的史密斯圆图。如图 1 所示。
图1 另一个上述 8 个中的 3 种拓扑结构， 只包含一个电感。 它们是： cp1-cs-lp2 （B） ， （C） cp1-ls-cp2， 和（E）lp1-cs-cp2。再对比这两种拓扑结构，拓扑（E）lp1-cs-cp2 是一个更好的，因为在它 的下一阶段没有直流阻塞或直流短路问题。除此之外，它的电容 CP2 可以减少由下个夹断 电容引起的偏差。 如图 2 所示 这种拓扑结构是有时称为“挖掘”电容匹配网络。最后的 4பைடு நூலகம்个拓扑包含两个或三个电感。他 们的是拓扑结构（d），（f），（G），和（H）。他们通常被认为是不适合用于电路设计 是因为他们太贵了。作为匹配网络，它的输入输出端口的匹配电路如图 3 所示
表格 1 当
不匹配引起的额外能量损失：
第一行表明了当 =0，没有额外功率损失。第二行和第三行表明 大于 0 小于 10%，额外功 率损失很小。从起始的-30dBm 减少不到 0.5dBm.但是，当 大于 50%，额外的能量损失将 很明显，额外能力损失将超过 1dB。不匹配电路设计引起的额外功率损失将严重破坏传输系
通信系统中射频与天线阻抗匹配的调试方法
通信系统中射频与天线阻抗匹配的调试方法
RF工程师在设计芯片和天线间的阻抗匹配时是否也遇到过这样的问题，根据数据手册的参数进行匹配设计，最后测试发现实际结果和手册的性能大相径庭，你是否考虑过为什么会出现这么大的差别？还有，匹配调试过程中不断的尝试不同的电容、电感，来回焊接元器件，这样的调试方法我们还能改善吗？
一、理想的匹配
通信系统的射频前端一般都需要阻抗匹配来确保系统有效的接收和发射，在工业物联网的无线通信系统中，国家对发射功率的大小有严格要求，如不高于+20dBm；若不能做到良好的匹配，就会影响系统的通信距离。
射频前端最理想的情况就是源端、传输线和负载端都是50Ω，如图1。
但是这样的情况一般不存在。
即使电路在设计过程中仿真通过，板厂制作过程中，线宽、传输线与地平面间隙和板厚都会存在误差，一般会预留焊盘调试使用。
图1理想的阻抗匹配
二、造成与芯片手册推荐电路偏差大的原因？
从事RF电路设计的工程师都有过这样的经验，做匹配电路时，根据数据手册给的S参数、电路拓扑结构、元器件的取值进行设计，最后得到的结果和手册上的差别很大。
这是为什么呢？
其主要原因是对射频电路来说，“导线”不再是导线，而是具有特征阻抗。
如图2所示，射频传输线看成由电阻、电容和电感构成的网络，此时需要用分布参数理论进行分析。
图2传输线模型
特征阻抗与信号线的线宽(w)、线厚(t)、介质层厚度(h)和介质常数()有关。
其计算公式如下:
由公式可以知道，特征阻抗和介质层厚度成正比，可以理解为绝缘厚度越厚，信号穿过其。
PECVD射频电源阻抗匹配
阻抗匹配地作用终端电阻是为了消除在通信电缆中地信号反射在通信过程中, 有两种信号因导致信号反射：阻抗不连续和阻抗不匹配.阻抗不连续, 信号在传输线末端突然遇到电缆阻抗很小甚至没有, 信号在这个地方就会引起反射. 这种信号反射地原理, 与光从一种媒质进入另一种媒质要引起反射是相似地. 消除这种反射地方法, 就必须在电缆地末端跨接一个与电缆地特性阻抗同样大小地终端电阻, 使电缆地阻抗连续. 由于信号在电缆上地传输是双向地, 因此, 在通讯电缆地另一端可跨接一个同样大小地终端电阻.引起信号反射地另个原因是数据收发器与传输电缆之间地阻抗不匹配. 这种原因引起地反射, 主要表现在通讯线路处在空闲方式时, 整个网络数据混乱.要减弱反射信号对通讯线路地影响, 通常采用噪声抑制和加偏置电阻地方法.在实际应用中,对于比较小地反射信号,为简单方便,经常采用加偏置电阻地方法.阻抗匹配<Impedance matching )是微波电子学里地一部分, 主要用于传输线上, 来达至所有高频地微波信号皆能传至负载点地目地, 不会有信号反射回来源点, 从而提升能源效益.大体上, 阻抗匹配有两种, 一种是透过改变阻抗力<lumped-circuit matching ) , 另一种则是调整传输线地波长<transmission line matching ) .要匹配一组线路,首先把负载点地阻抗值, 除以传输线地特性阻抗值来归一化, 然后把数值划在史密夫图表上.改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来, 即可增加或减少负载地阻抗值, 在图表上地点会沿著代表实数电阻地圆圈走动. 如果把电容或电感接地, 首先图表上地点会以图中心旋转180度,然后才沿电阻圈走动, 再沿中心旋转180度.重覆以上方法直至电阻值变成1, 即可直接把阻抗力变为零完成匹配.调整传输线由负载点至来源点加长传输线, 在图表上地圆点会沿著图中心以逆时针方向走动,直至走到电阻值为1地圆圈上,即可加电容或电感把阻抗力调整为零, 完成匹配阻抗匹配则传输功率大, 对于一个电源来讲, 单它地内阻等于负载时,输出功率最大, 此时阻抗匹配.最大功率传输定理,如果是高频地话, 就是无反射波•对于普通地宽频放大器，输出阻抗50Q ,功率传输电路中需要考虑阻抗匹配, 可是如果信号波长远远大于电缆长度, 即缆长可以忽略地话, 就无须考虑阻抗匹配了. 阻抗匹配是指在能量传输时, 要求负载阻抗要和传输线地特征阻抗相等, 此时地传输不会产生反射, 这表明所有能量都被负载吸收了•反之则在传输中有能量损失•高速PCB布线时, 为了防止信号地反射, 要求是线路地阻抗为50 欧姆. 这是个大约地数字, 一般规定同轴电缆基带50 欧姆, 频带75 欧姆, 对绞线则为100 欧姆, 只是取个整而已, 为了匹配方便.阻抗从字面上看就与电阻不一样, 其中只有一个阻字是相同地, 而另一个抗字呢？简单地说, 阻抗就是电阻加电抗, 所以才叫阻抗；周延一点地说, 阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上地和. 在直流电地世界中, 物体对电流阻碍地作用叫做电阻, 世界上所有地物质都有电阻只是电阻值地大小差异而已. 电阻小地物质称作良导体, 电阻很大地物质称作非导体, 而最近在高科技领域中称地超导体, 则是一种电阻值几近于零地东西. 但是在交流电地领域中则除了电阻会阻碍电流以外, 电容及电感也会阻碍电流地流动, 这种作用就称之为电抗, 意即抵抗电流地作用. 电容及电感地电抗分别称作电容抗及电感抗, 简称容抗及感抗它们地计量单位与电阻一样是奥姆, 而其值地大小则和交流电地频率有关系, 频率愈高则容抗愈小感抗愈大, 频率愈低则容抗愈大而感抗愈小此外电容抗和电感抗还有相位角度地问题, 具有向量上地关系式, 因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上地和.阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配, 得到最大功率输出地一种工作状态. 对于不同特性地电路, 匹配条件是不一样地.在纯电阻电路中, 当负载电阻等于激励源内阻时, 则输出功率为最大, 这种工作状态称为匹配, 否则称为失配.当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时, 为使负载得到最大功率, 负载阻抗与内阻必须满足共扼关系, 即电阻成份相等, 电抗成份只数值相等而符号相反. 这种匹配条件称为共扼匹配.一、阻抗匹配地研究在高速地设计中, 阻抗地匹配与否关系到信号地质量优劣. 阻抗匹配地技术可以说是丰富多样, 但是在具体地系统中怎样才能比较合理地应用, 需要衡量多个方面地因素. 例如我们在系统中设计中, 很多采用地都是源段地串连匹配. 对于什么情况下需要匹配, 采用什么方式地匹配, 为什么采用这种方式.例如：差分地匹配多数采用终端地匹配；时钟采用源段匹配；1、串联终端匹配串联终端匹配地理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗地条件下，在信号地源端和传输线之间串接一个电阻R,使源端地输出阻抗与传输线地特征阻抗相匹配, 抑制从负载端反射回来地信号发生再次反射.串联终端匹配后地信号传输具有以下特点：A、由于串联匹配电阻地作用，驱动信号传播时以其幅度地50%向负载端传播；B、信号在负载端地反射系数接近+ 1,因此反射信号地幅度接近原始信号幅度地50% .C、反射信号与源端传播地信号叠加，使负载端接受到地信号与原始信号地幅度近似相同；D负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？E、反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0,直到下一次信号传输.相对并联匹配来说, 串联匹配不要求信号驱动器具有很大地电流驱动能力.选择串联终端匹配电阻值地原则很简单, 就是要求匹配电阻值与驱动器地输出阻抗之和与传输线地特征阻抗相等. 理想地信号驱动器地输出阻抗为零, 实际地驱动器总是有比较小地输出阻抗, 而且在信号地电平发生变化时，输出阻抗可能不同•比如电源电压为+ 4.5V地CMOS区动器,在低电平时典型地输出阻抗为37 Q ,在高电平时典型地输出阻抗为45 Q [4] ; TTL驱动器和CMO驱动一样，其输出阻抗会随信号地电平大小变化而变化.因此,对TTL或CMO电路来说，不可能有十分正确地匹配电阻, 只能折中考虑.链状拓扑结构地信号网路不适合使用串联终端匹配, 所有地负载必须接到传输线地末端. 否则, 接到传输线中间地负载接受到地波形就会象图3.2.5中C点地电压波形一样.可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度地一半. 显然这时候信号处在不定逻辑状态, 信号地噪声容限很低.串联匹配是最常用地终端匹配方法. 它地优点是功耗小, 不会给驱动器带来额外地直流负载, 也不会在信号和地之间引入额外地阻抗；而且只需要一个电阻元件.2、并联终端匹配并联终端匹配地理论出发点是在信号源端阻抗很小地情况下, 通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线地特征阻抗相匹配, 达到消除负载端反射地目地. 实现形式分为单电阻和双电阻两种形式并联终端匹配后地信号传输具有以下特点：A 、驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；B 、所有地反射都被匹配电阻吸收；C 、负载端接受到地信号幅度与源端发送地信号幅度近似相同. 在实际地电路系统中, 芯片地输入阻抗很高, 因此对单电阻形式来说,负载端地并联电阻值必须与传输线地特征阻抗相近或相等. 假定传输线地特征阻抗为50 Q ,则R值为50 Q .如果信号地高电平为5V,则信号地静态电流将达到100mA.由于典型地TTL或CMO电路地驱动能力很小, 这种单电阻地并联匹配方式很少出现在这些电路中.双电阻形式地并联匹配, 也被称作戴维南终端匹配, 要求地电流驱动能力比单电阻形式小. 这是因为两电阻地并联值与传输线地特征阻抗相匹配, 每个电阻都比传输线地特征阻抗大. 考虑到芯片地驱动能力, 两个电阻值地选择必须遵循三个原则：⑴．两电阻地并联值与传输线地特征阻抗相等；⑵．与电源连接地电阻值不能太小, 以免信号为低电平时驱动电流过大；⑶．与地连接地电阻值不能太小, 以免信号为高电平时驱动电流过大.并联终端匹配优点是简单易行；显而易见地缺点是会带来直流功耗：单电阻方式地直流功耗与信号地占空比紧密相关？；双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗. 因而不适用于电池供电系统等对功耗要求高地系统. 另外, 单电阻方式由于驱动能力问题在一般地TTL、CMO 系统中没有应用，而双电阻方式需要两个元件，这就对PCB地板面积提出了要求，因此不适合用于高密度印刷电路板.当然还有：AC终端匹配；基于二极管地电压钳位等匹配方式.二、将讯号地传输看成软管送水浇花2.1 、数位系统之多层板讯号线＜Signal Line ）中，当出现方波讯号地传输时，可将之假想成为软管vhose）送水浇花.一端于手握处加压使其射出水柱，另一端接在水龙头. 当握管处所施压地力道恰好, 而让水柱地射程正确洒落在目标区时, 则施与受两者皆欢而顺利完成使命, 岂非一种得心应手地小小成就？2.2、然而一旦用力过度水注射程太远, 不但腾空越过目标浪费水资源, 甚至还可能因强力水压无处宣泄, 以致往来源反弹造成软管自龙头上地挣脱! 不仅任务失败横生挫折, 而且还大捅纰漏满脸豆花呢！2.3、反之, 当握处之挤压不足以致射程太近者,则照样得不到想要地结果.过犹不及皆非所欲, 唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜.2.4、上述简单地生活细节，正可用以说明方波vSquare Wave）讯号＜Signal ）在多层板传输线＜Transmission Line, 系由讯号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进行地快速传送. 此时可将传输线＜常见者有同轴电缆Coaxial Cable, 与微带线Microstrip Line 或带线Strip Line 等）看成软管, 而握管处所施加地压力, 就好比板面上“接受端” vReceiver）元件所并联到Gnd地电阻器一般，可用以调节其终点地特性阻抗＜Characteristic Impedance ）, 使匹配接受端元件内部地需求.三、传输线之终端控管技术vTermination ）3.1 、由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅行而到达终点，欲进入接受元件＜如CPU或Meomery等大小不同地IC）中工作时，则该讯号线本身所具备地“特性阻抗” , 必须要与终端元件内部地电子阻抗相互匹配才行, 如此才不致任务失败白忙一场. 用术语说就是正确执行指令, 减少杂讯干扰, 避免错误动作” . 一旦彼此未能匹配时, 则必将会有少许能量回头朝向“发送端”反弹，进而形成反射杂讯＜Noise）地烦恼.3.2、当传输线本身地特性阻抗＜Z0）被设计者订定为28ohm时，则终端控管地接地地电阻器＜Zt ）也必须是28ohm,如此才能协助传输线对Z0地保持,使整体得以稳定在28 ohm地设计数值.也唯有在此种Z0=Zt 地匹配情形下, 讯号地传输才会最具效率, 其“讯号完整性” vSignal Integrity , 为讯号品质之专用术语）也才最好.四、特性阻抗vCharacteristic Impedance ） 4.1 、当某讯号方波, 在传输线组合体地讯号线中, 以高准位vHigh Level ）地正压讯号向前推进时，则距其最近地参考层＜如接地层）中，理论上必有被该电场所感应出来地负压讯号伴随前行＜等于正压讯号反向地回归路径Retur n Path）,如此将可完成整体性地回路＜Loop）系统.该“讯号”前行中若将其飞行时间暂短加以冻结, 即可想象其所遭受到来自讯号线、介质层与参考层等所共同呈现地瞬间阻抗值vInstantanious Impedance ）, 此即所谓地“特性阻抗” . 是故该“特性阻抗”应与讯号线之线宽vw）、线厚＜t）、介质厚度＜h）与介质常数＜Dk都扯上了关系.4.2、阻抗匹配不良地后果由于高频讯号地“特性阻抗” ＜Z0）原词甚长,故一般均简称之为“阻抗”.读者千万要小心，此与低频AC交流电＜60Hz）其电线＜并非传输线）中，所出现地阻抗值＜Z）并不完全相同. 数位系统当整条传输线地Z0 都能管理妥善, 而控制在某一范围内＜± 10%或土5%）者，此品质良好地传输线，将可使得杂讯减少，而误动作也可避免. 但当上述微带线中Z0 地四种变数＜w、t 、h、r ）有任一项发生异常, 例如讯号线出现缺口时, 将使得原来地Z0 突然上升＜见上述公式中之Z0与W成反比地事实），而无法继续维持应有地稳定均匀＜Continuous ）时, 则其讯号地能量必然会发生部分前进, 而部分却反弹反射地缺失. 如此将无法避免杂讯及误动作了. 例如浇花地软管突然被踩住, 造成软管两端都出现异常, 正好可说明上述特性阻抗匹配不良地问题.4.3、阻抗匹配不良造成杂讯上述部分讯号能量地反弹, 将造成原来良好品质地方波讯号, 立即出现异常地变形＜即发生高准位向上地Overshoot, 与低准位向下地Undershoot, 以及二者后续地Ringing ）. 此等高频杂讯严重时还会引发误动作, 而且当时脉速度愈快时杂讯愈多也愈容易出错.。
微波射频学习笔记7.阻抗匹配
阻抗匹配
1.阻抗匹配的目的
阻抗匹配主要用于传输线上，以此来达到所有高频的微波信号均能传递至负载点的目的，而且几乎不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
Ps：波的反射会造成驻波，从这点看来：插损一部分是介质和导体本身带来的系统损耗，还有一部分就是阻抗失配带来的VSWR，反射功率是要会抵消部分发射功率。
所以我应该大概可以认为VSWR不好，使设计问题，这时候的插损是可以通过优化设计改善，但如果驻波已经很好了，说明阻抗匹配，插损也就差不多了。
2.阻抗匹配的几种方法
（1）L网络（集总元件匹配）
使用场景：频率f≤1GHz
构造：串联电感L同时并联电容C/串联电容C同时并联电感L；
①输入电阻R0＜负载电阻R1，两个元件适合先串联后并联；
②输入电阻R0＞负载电阻R1，两个元件适合先并联后串联。
特点：成本低（只有两个元件）、Q值低（BW宽，选频性能差，挤滤波能力差），还有π型/T型网络都可以分解成两个L型网络分析，咱也看不懂，咱就不学了，都是利用了LC谐振。
计算方法：网上找小工具...
（2）短截线调谐
阻抗匹配的过程被称为调谐（大概），波导中常用，以下省略500字。
（3）四分之一波长变换器
当Z
in =Z
，波长为λ/4的奇数倍时，反射系数Γ=0，完全匹配，此时馈线上
没有驻波，不过λ/4匹配段内会有驻波存在，所以λ/4波长可用作阻抗变换；
注意：只能在一个频点获得完全匹配，附近频点越远，失配越严重。
①单节四分之一波长变换，匹配段的特征阻抗：Z
1= √（Z
Z
L
），相对带宽：
（f
2-f
1
）/f
0 。
阻抗匹配的基础解说
阻抗匹配的基础解说怎样理解阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。
负载R上的电压为：Uo=IR=U*[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。
再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I*I*R=[U/(R+r)]*[U/(R+r)]*R=U*U*R/(R*R+2*R*r+r*r)=U*U*R/[(R-r)*(R-r)+4*R*r]=U*U/{[(R-r)*(R-r)/R]+4*r}对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。
注意式中[(R-r)*(R-r)/R]，当R=r时，[(R-r)*(R-r)/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U*U/(4*r)。
即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。
对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。
当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共厄匹配。
在低频电路中，我们一般不考虑传输线的匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。
从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R;如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R;如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。
射频阻抗匹配(1)
Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011无线通信系统通常可由射频电路和数字电路两部分所组成，但两者在设计规则和应用场合的不同使之具有很大的差别，主要表现在阻抗、阻抗匹配、吸入电流、在系统的位置以及传输的类型等方面。
Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011当数字电路的数据传输速率接近或达到射频频率时，高速数字电路的结构和特点会发生变化，其阻抗匹配变得尤为重要。
高速数字电路的设计需要的设计经验和背景。
Feb. 18. 2011当信号源阻抗和负载阻抗不是正好共轭匹配时，为了实现信号源到负载之间的无相移最大功率传输，就需Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011 Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011 Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011廉、性能最可靠、调节最简便为第一目标基于集总元件的匹配电路拓扑结构Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTU•从连接结构上来看，可以有串联连接和并联连接的不同连接，•从滤波特性上来看，可以有低通滤波器和高通滤波器之分•从匹配特性上来看，可以分别适用于Zs>ZL 或者Zs<ZLFeb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTU1Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTURs<R LRs>R LFeb. 18. 2011(1) R S <R L选择LC 低通或CL 高通滤波结构的匹配电路：C S S f X L π2=S C S X f C π21=Feb. 18. 2011S L LL L S S S 选择CL 低通或LC 高通滤波结构的匹配电路：S C P f X L X f C ππ221==C S P f X L π2=Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011••Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUSmith 圆图匹配网络图解设计示意图Feb. 18. 2011Feb. 18. 20116. Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUSmith 圆图上的四个区域：区域1：低电阻（或高电导）：区域2：高电阻（或低电导）：区域3：低电阻低电导正电抗：区域4：低电阻低电导正电抗：Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTU 匹配P2线路结构只可应用于区域1和4，而不能应用于区域2和3。
射频技术-阻抗变换与匹配
*双短截线匹配网络
1.电路形式
其中，l1、l2、l3通常取λ/8或3 λ/8.而 ls1 、ls2要通 过计算求解。
?射频电路设计?p294
l1取λ/8 ，l2、 l3取3 λ/8，从 50+j50Ω 匹 配 到50 Ω的过程。
四、四分之一波长变换器
•形式
λ／4
简单而有用；窄带电路；只能匹配实数负载； •匹配段阻抗要求
L 5 0 0 .4 /2 ( 2 19)0 1 .5n9H
•例：利用SMITH图阻抗匹配
•一般程序*
•源和负载阻抗归一化 •在Smith图上作过源阻抗的等 电阻圆和等电导圆 •在Smith图上作过负载的共轭 阻抗的等电阻圆和等电导圆 •找 出 上 述 圆 的 交 点 ， 并 从 源 阻抗先移动到交点，再移动到 负载的共轭阻抗。根据移动过 程求电感和电容的归一化值， 并得到电路形式。
•三角渐变线
阻抗变化特性
Z(z)Z0eZ(40ze/L 2(z2/zL2)/2Ll2nZ1L )l/nZZ0L/Z0
0zL/2 L/2zL
反射特性 lnZ(L 2/Z0)ejLsiL nL2
•Klopfenstein渐变线 阻抗变化特性
通带内最大波纹
•渐变线比照
课堂作业
•设计四分之一波长微带阻抗变换器，在1GHz附 近实现50 Ω和10 Ω微带的阻抗变换。其中微带线 设计选择为在0.5mm厚的介质基片Rogers 5880 上的微带线，传播常数为28.65弧度/米 @1GHz 〔这里假设不同阻抗的微带有同样的传播常数〕。
•二项式多节匹配变换器*
重要的设计公式
常数
可容忍的最 大反射系数
A2N ZL Z0 ZL Z0
阻抗匹配方式
1、概括：高速信号线中才考虑使用这样的电阻。
在低频情况下，一般是直接连接。
这个电阻有两个作用，第一是阻抗匹配。
因为信号源的阻抗很低，跟信号线之间阻抗不匹配（关于阻抗匹配，请看详述），串上一个电阻后，可改善匹配情况，以减少反射，避免振荡等。
第二是可以减少信号边沿的陡峭程度，从而减少高频噪声以及过冲等。
因为串联的电阻，跟信号线的分布电容以及负载的输入电容等形成一个RC 电路，这样就会降低信号边沿的陡峭程度。
大家知道，如果一个信号的边沿非常陡峭，含有大量的高频成分，将会辐射干扰，另外，也容易产生过冲。
2、详述（阻抗匹配）阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。
负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。
再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2)=U2×R/[(R-r)2+4×R×r]=U2/{[(R-r)2/R]+4×r}对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。
注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。
即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。
对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。
PECVD射频电源阻抗匹配
阻抗匹配地作用终端电阻是为了消除在通信电缆中地信号反射在通信过程中,有两种信号因导致信号反射：阻抗不连续和阻抗不匹配.阻抗不连续,信号在传输线末端突然遇到电缆阻抗很小甚至没有,信号在这个地方就会引起反射.这种信号反射地原理,与光从一种媒质进入另一种媒质要引起反射是相似地.消除这种反射地方法,就必须在电缆地末端跨接一个与电缆地特性阻抗同样大小地终端电阻,使电缆地阻抗连续.由于信号在电缆上地传输是双向地,因此,在通讯电缆地另一端可跨接一个同样大小地终端电阻.引起信号反射地另个原因是数据收发器与传输电缆之间地阻抗不匹配.这种原因引起地反射,主要表现在通讯线路处在空闲方式时,整个网络数据混乱.要减弱反射信号对通讯线路地影响,通常采用噪声抑制和加偏置电阻地方法.在实际应用中,对于比较小地反射信号,为简单方便,经常采用加偏置电阻地方法.阻抗匹配<Impedance matching）是微波电子学里地一部分,主要用于传输线上,来达至所有高频地微波信号皆能传至负载点地目地,不会有信号反射回来源点,从而提升能源效益.大体上,阻抗匹配有两种,一种是透过改变阻抗力<lumped-circuit matching）,另一种则是调整传输线地波长<transmission line matching）.要匹配一组线路,首先把负载点地阻抗值,除以传输线地特性阻抗值来归一化,然后把数值划在史密夫图表上.改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来,即可增加或减少负载地阻抗值,在图表上地点会沿著代表实数电阻地圆圈走动.如果把电容或电感接地,首先图表上地点会以图中心旋转180度,然后才沿电阻圈走动,再沿中心旋转180度.重覆以上方法直至电阻值变成1,即可直接把阻抗力变为零完成匹配.调整传输线由负载点至来源点加长传输线,在图表上地圆点会沿著图中心以逆时针方向走动,直至走到电阻值为1地圆圈上,即可加电容或电感把阻抗力调整为零,完成匹配阻抗匹配则传输功率大,对于一个电源来讲,单它地内阻等于负载时,输出功率最大,此时阻抗匹配.最大功率传输定理,如果是高频地话,就是无反射波.对于普通地宽频放大器,输出阻抗50Ω,功率传输电路中需要考虑阻抗匹配,可是如果信号波长远远大于电缆长度,即缆长可以忽略地话,就无须考虑阻抗匹配了.阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线地特征阻抗相等,此时地传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失.高速PCB布线时,为了防止信号地反射,要求是线路地阻抗为50欧姆.这是个大约地数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便.阻抗从字面上看就与电阻不一样,其中只有一个阻字是相同地,而另一个抗字呢？简单地说,阻抗就是电阻加电抗,所以才叫阻抗；周延一点地说,阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上地和.在直流电地世界中,物体对电流阻碍地作用叫做电阻,世界上所有地物质都有电阻,只是电阻值地大小差异而已.电阻小地物质称作良导体,电阻很大地物质称作非导体,而最近在高科技领域中称地超导体,则是一种电阻值几近于零地东西.但是在交流电地领域中则除了电阻会阻碍电流以外,电容及电感也会阻碍电流地流动,这种作用就称之为电抗,意即抵抗电流地作用.电容及电感地电抗分别称作电容抗及电感抗,简称容抗及感抗.它们地计量单位与电阻一样是奥姆,而其值地大小则和交流电地频率有关系,频率愈高则容抗愈小感抗愈大,频率愈低则容抗愈大而感抗愈小.此外电容抗和电感抗还有相位角度地问题,具有向量上地关系式,因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上地和.阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配,得到最大功率输出地一种工作状态.对于不同特性地电路,匹配条件是不一样地.在纯电阻电路中,当负载电阻等于激励源内阻时,则输出功率为最大,这种工作状态称为匹配,否则称为失配.当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时,为使负载得到最大功率,负载阻抗与内阻必须满足共扼关系,即电阻成份相等,电抗成份只数值相等而符号相反.这种匹配条件称为共扼匹配.一、阻抗匹配地研究在高速地设计中,阻抗地匹配与否关系到信号地质量优劣.阻抗匹配地技术可以说是丰富多样,但是在具体地系统中怎样才能比较合理地应用,需要衡量多个方面地因素.例如我们在系统中设计中,很多采用地都是源段地串连匹配.对于什么情况下需要匹配,采用什么方式地匹配,为什么采用这种方式.例如：差分地匹配多数采用终端地匹配；时钟采用源段匹配；1、串联终端匹配串联终端匹配地理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗地条件下,在信号地源端和传输线之间串接一个电阻R,使源端地输出阻抗与传输线地特征阻抗相匹配,抑制从负载端反射回来地信号发生再次反射.串联终端匹配后地信号传输具有以下特点：A、由于串联匹配电阻地作用,驱动信号传播时以其幅度地50％向负载端传播；B、信号在负载端地反射系数接近＋1,因此反射信号地幅度接近原始信号幅度地50％.C、反射信号与源端传播地信号叠加,使负载端接受到地信号与原始信号地幅度近似相同；D、负载端反射信号向源端传播,到达源端后被匹配电阻吸收；？E、反射信号到达源端后,源端驱动电流降为0,直到下一次信号传输.相对并联匹配来说,串联匹配不要求信号驱动器具有很大地电流驱动能力.选择串联终端匹配电阻值地原则很简单,就是要求匹配电阻值与驱动器地输出阻抗之和与传输线地特征阻抗相等.理想地信号驱动器地输出阻抗为零,实际地驱动器总是有比较小地输出阻抗,而且在信号地电平发生变化时,输出阻抗可能不同.比如电源电压为＋4.5V地CMOS驱动器,在低电平时典型地输出阻抗为37Ω,在高电平时典型地输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样,其输出阻抗会随信号地电平大小变化而变化.因此,对TTL或CMOS电路来说,不可能有十分正确地匹配电阻,只能折中考虑.链状拓扑结构地信号网路不适合使用串联终端匹配,所有地负载必须接到传输线地末端.否则,接到传输线中间地负载接受到地波形就会象图3.2.5中C点地电压波形一样.可以看出,有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度地一半.显然这时候信号处在不定逻辑状态,信号地噪声容限很低.串联匹配是最常用地终端匹配方法.它地优点是功耗小,不会给驱动器带来额外地直流负载,也不会在信号和地之间引入额外地阻抗；而且只需要一个电阻元件.2、并联终端匹配并联终端匹配地理论出发点是在信号源端阻抗很小地情况下,通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线地特征阻抗相匹配,达到消除负载端反射地目地.实现形式分为单电阻和双电阻两种形式.并联终端匹配后地信号传输具有以下特点：A 、驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；B 、所有地反射都被匹配电阻吸收；C 、负载端接受到地信号幅度与源端发送地信号幅度近似相同.在实际地电路系统中,芯片地输入阻抗很高,因此对单电阻形式来说,负载端地并联电阻值必须与传输线地特征阻抗相近或相等.假定传输线地特征阻抗为50Ω,则R值为50Ω.如果信号地高电平为5V,则信号地静态电流将达到100mA.由于典型地TTL或CMOS电路地驱动能力很小,这种单电阻地并联匹配方式很少出现在这些电路中.双电阻形式地并联匹配,也被称作戴维南终端匹配,要求地电流驱动能力比单电阻形式小.这是因为两电阻地并联值与传输线地特征阻抗相匹配,每个电阻都比传输线地特征阻抗大.考虑到芯片地驱动能力,两个电阻值地选择必须遵循三个原则：⑴．两电阻地并联值与传输线地特征阻抗相等；⑵．与电源连接地电阻值不能太小,以免信号为低电平时驱动电流过大；⑶．与地连接地电阻值不能太小,以免信号为高电平时驱动电流过大.并联终端匹配优点是简单易行；显而易见地缺点是会带来直流功耗：单电阻方式地直流功耗与信号地占空比紧密相关？；双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗.因而不适用于电池供电系统等对功耗要求高地系统.另外,单电阻方式由于驱动能力问题在一般地TTL、CMOS系统中没有应用,而双电阻方式需要两个元件,这就对PCB地板面积提出了要求,因此不适合用于高密度印刷电路板.当然还有：AC终端匹配；基于二极管地电压钳位等匹配方式.二、将讯号地传输看成软管送水浇花2.1、数位系统之多层板讯号线<Signal Line）中,当出现方波讯号地传输时,可将之假想成为软管<hose）送水浇花.一端于手握处加压使其射出水柱,另一端接在水龙头.当握管处所施压地力道恰好,而让水柱地射程正确洒落在目标区时,则施与受两者皆欢而顺利完成使命,岂非一种得心应手地小小成就？2.2、然而一旦用力过度水注射程太远,不但腾空越过目标浪费水资源,甚至还可能因强力水压无处宣泄,以致往来源反弹造成软管自龙头上地挣脱!不仅任务失败横生挫折,而且还大捅纰漏满脸豆花呢！2.3、反之,当握处之挤压不足以致射程太近者,则照样得不到想要地结果.过犹不及皆非所欲,唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜.2.4、上述简单地生活细节,正可用以说明方波<Square Wave）讯号<Signal）在多层板传输线<Transmission Line,系由讯号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进行地快速传送.此时可将传输线<常见者有同轴电缆Coaxial Cable,与微带线Microstrip Line或带线Strip Line等）看成软管,而握管处所施加地压力,就好比板面上“接受端”<Receiver）元件所并联到Gnd地电阻器一般,可用以调节其终点地特性阻抗<Characteristic Impedance）,使匹配接受端元件内部地需求.三、传输线之终端控管技术<Termination）3.1、由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅行而到达终点,欲进入接受元件<如CPU或Meomery等大小不同地IC）中工作时,则该讯号线本身所具备地“特性阻抗”,必须要与终端元件内部地电子阻抗相互匹配才行,如此才不致任务失败白忙一场.用术语说就是正确执行指令,减少杂讯干扰,避免错误动作”.一旦彼此未能匹配时,则必将会有少许能量回头朝向“发送端”反弹,进而形成反射杂讯<Noise）地烦恼.3.2、当传输线本身地特性阻抗<Z0）被设计者订定为28ohm时,则终端控管地接地地电阻器<Zt）也必须是28ohm,如此才能协助传输线对Z0地保持,使整体得以稳定在28 ohm地设计数值.也唯有在此种Z0=Zt地匹配情形下,讯号地传输才会最具效率,其“讯号完整性”<Signal Integrity,为讯号品质之专用术语）也才最好.四、特性阻抗<Characteristic Impedance） 4.1、当某讯号方波,在传输线组合体地讯号线中,以高准位<High Level）地正压讯号向前推进时,则距其最近地参考层<如接地层）中,理论上必有被该电场所感应出来地负压讯号伴随前行<等于正压讯号反向地回归路径Return Path）,如此将可完成整体性地回路<Loop）系统.该“讯号”前行中若将其飞行时间暂短加以冻结,即可想象其所遭受到来自讯号线、介质层与参考层等所共同呈现地瞬间阻抗值<Instantanious Impedance）,此即所谓地“特性阻抗”.是故该“特性阻抗”应与讯号线之线宽<w）、线厚<t）、介质厚度<h）与介质常数<Dk）都扯上了关系.4.2 、阻抗匹配不良地后果由于高频讯号地“特性阻抗”<Z0）原词甚长,故一般均简称之为“阻抗”.读者千万要小心,此与低频AC交流电<60Hz）其电线<并非传输线）中,所出现地阻抗值<Z）并不完全相同.数位系统当整条传输线地Z0都能管理妥善,而控制在某一范围内<±10﹪或±5﹪）者,此品质良好地传输线,将可使得杂讯减少,而误动作也可避免. 但当上述微带线中Z0地四种变数<w、t、h、 r）有任一项发生异常,例如讯号线出现缺口时,将使得原来地Z0突然上升<见上述公式中之Z0与W成反比地事实）,而无法继续维持应有地稳定均匀<Continuous）时,则其讯号地能量必然会发生部分前进,而部分却反弹反射地缺失.如此将无法避免杂讯及误动作了.例如浇花地软管突然被踩住,造成软管两端都出现异常,正好可说明上述特性阻抗匹配不良地问题.4.3、阻抗匹配不良造成杂讯上述部分讯号能量地反弹,将造成原来良好品质地方波讯号,立即出现异常地变形<即发生高准位向上地Overshoot,与低准位向下地Undershoot,以及二者后续地Ringing）.此等高频杂讯严重时还会引发误动作,而且当时脉速度愈快时杂讯愈多也愈容易出错.。
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验证模型：
m1
m2
freq=1.270GHz dB(S(1,1))=-25.907
S1fdr1Beq(S=(21.,713)0)=G-H25z.840
0
--110
--220 m1
m2
dB(S(2,2)) dB(S(2,1)) ddMBBa((gSS.(([11d,,B21]))))
--330
--440
五、多节匹配变换器
•形式
假定所有支节阻抗单调变化，则根据小反射 理论，总是能通过恰当地选择反射系数，并用足 够多的节数来综合作为频率函数的反射系数响应。
•二项式多节匹配变换器*
重要的设计公式
常数
可容忍的最 大反射系数
A 2N ZL Z0 ZL Z0
m 2N A cosm
相对带宽
f f0
2 4m
--550
--660
11..00
11..55
22..00
22..55
33..00
33..55
44..00
Ffrreeqq,uGenHczy
•切比雪夫多节匹配变换器
•理想最平坦和切比雪夫多节匹配变换器的特性
五、渐变线
•指数渐变线 阻抗变化特性
Z (z) Z0ez 0 z L
反射特性
ln ZL / Z0 e jL sin L
-12
-14
-16
-18
-20
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
freq, GHz
三、单短截线匹配电路
•基本电路形式
(a)并联短截线 (b)串联短截线
基本思路：负载经一段长为d 的传输线，阻抗变换到实部为 特征阻抗，再并（或串）一共 轭电抗，抵消虚部，则在端口 与特征阻抗完全匹配。
例*
•将负载阻抗ZL＝60-j80Ω 用单短截线并联匹配电路 匹配到50Ω特征阻抗上。 •解 1.阻抗归一化：
d2 0.260
3.求并联短截线长度
由上述值知，对于y1应当并联电纳为-j1.47的短截线。对于 y2应当并联电纳为j1.47的短截线。
假设选择终端短路形短截线，则从短路点（y= ∞）沿外沿向 着信号源方向移动到-j1.47，相应移动的长度
l1 0.095
同理，移动到j1.47时移动的长度
l2 0.405
*《射频电路设计》p271
四条移动路径对应四种电路及参数如下：
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
0
-2
-4
-6
-8
-10
-12
-14
-16
-18
-201.01来自52.02.5
3.0
3.5
4.0
freq, GHz
0
-2
-4
-6
-8
-10
-12
-14
再从A移动到ZL*，要串联电导值为j0.4, 在2GHz处等价电感 值为
L 50 0.4 /(2 2 109 ) 1.59nH
•例：利用SMITH图阻抗匹配
•一般程序*
•源和负载阻抗归一化 •在Smith图上作过源阻抗的等 电阻圆和等电导圆 •在Smith图上作过负载的共轭 阻抗的等电阻圆和等电导圆 •找 出 上 述 圆 的 交 点 ， 并 从 源 阻抗先移动到交点，再移动到 负载的共轭阻抗。根据移动过 程求电感和电容的归一化值， 并得到电路形式。
ZL (60 j80) / 50 1.2 j1.6 YL 0.3 j0.4
见图。
2.求YL沿等驻波比圆（等反 射系数圆）和等阻抗圆(?) 的交点，见图上y1、y2。
*《微波工程》p196
并由图读出相应电纳和移动电长度。
y1 1.00 j1.47
y2 1.00 j1.47
d1 0.110
3.频率依赖性
以2GHz为中心频率
0
-10
dB(S(1,1))
-20
-30
-40
-50
-60
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
freq, GHz
*串联短截线的实例可参考 《微波工程》p199-201.
例*
•将负载阻抗ZL＝60-j45Ω用单短截线并联匹配电路变 换到Zin＝75+j90Ω, 微带线特征阻抗选择75Ω. •解
共有四条移动路径： ZS A ZL* ZS B ZL* ZS C ZL* ZS D ZL*
4.计算电抗值： 四条移动路径对应四种电路形式： 以 ZS A ZL* 为例：
从ZS移动到A，要并联电纳值为-j0.6, 在2GHz处等价电感值 为
L 50 /(0.6 2 2 109 ) 6.63nH
阻抗变换与阻抗匹配
一、重要工具－SMITH图 •阻抗归一
z Z Z0
阅读：射频电路设计第三章、 和第八章8.1－8.2节。
•等电阻圆
r
r
r
2
1
i 2
r
1
2
1
•等电抗圆
r 12
i
1 x
2
1 x
2
•阻抗的表达
二、L形集总元件匹配网络
•形式*
*《射频电路设计》p271
• 已知源阻抗ZS＝（50+j25) Ω, 负载阻抗ZL＝（25 －j50) Ω, 传输线的特征阻抗50 Ω, 工作频率 2GHz。 设计一L形匹配网络。
*《射频电路设计》p291
3.计算各段微带线长度
若选择先从ZL移动到A，再移动到Zin的移动路径。 I) 首先并联一短截线。并联电纳为
Y YA YL j0.45 假设选择终端开路形短截线，则从开路点（y= ∞）沿外沿 移动到j0.45（或Z＝－j2.222)，相应移动的长度
l1 0.067
四、四分之一波长变换器
•形式
λ／4
简单而有用；窄带电路；只能匹配实数负载； •匹配段阻抗要求
Z1 Z0ZL
•反射系数
可利用多次反射理 论或加载微带的阻 抗变化公式计算反 射系数。
ZL Z0 cos
2 ZLZ0
例如：10－50Ω匹配, 驻波比<1.5(S11<14dB)时相对带宽 29%.
2
L
•三角渐变线
阻抗变化特性
Z(z)
2( z / L)2 ln ZL / Z0
Z e0 (4 z / L2 z2 / L2 1) ln ZL Z e0
/ Z0
0 z L/2 L/2 z L
反射特性
ln( ZL / 2
Z0)
e
jL
sin
L
2
L
•Klopfenstein渐变线 阻抗变化特性
2
4
arccos
1 2
m A
1/
N
*《微波工程》p211
二项式变换器设计表格
通常最终目标是实现低反射宽带匹配，首先试选择阶 数N，计算常数A，并由容忍的最大反射系数计算带 宽是否满足要求。如不能，则增加阶数重作上述步骤。
•例
•计算三节二项式变换器，匹配50Ω的负载到100Ω
传输线。计算Гm=0.05时带宽。
通带内最大波纹
•渐变线对比
课堂作业
•设计四分之一波长微带阻抗变换器，在1GHz附 近实现50 Ω和10 Ω微带的阻抗变换。其中微带线 设计选择为在0.5mm厚的介质基片Rogers 5880 上的微带线，传播常数为28.65弧度/米 @1GHz （这里假设不同阻抗的微带有同样的传播常数）。
•参考p23
利用工具计算微带线宽度和长度：
z0
Ω
50
W(mm) 1.86
L (mm)
z1 54.85 1.59 20.77
z2 70.71 0.96 21.23
z3 91.69 0.52 21.69
z4 100 0.40
基片：FR4，介电常数：4.4，厚度：1mm，金属厚 度0.038mm。中心频率2GHz。
1.阻抗归一化：
ZL (60 j45) / 75 0.8 j0.6 Zin 1 j1.2
YL 0.8 j0.6 Yin 0.410 j0.492
2.求YL沿等电导圆和Zin的等反射系数圆的交点，见图 上A、B，并由图读出相应阻抗导纳。
YA 0.8 j1.05
YB 0.8 j1.05
•解： A 2N ZL Z0 23 50 100 0.04167
ZL Z0
50 100
f f0
2
4
arccos
1 2
0.05 0.0417
1/
3
71%
如果上述指标满足要求，查表（N＝3,ZL／Z0＝2, 注
意取50Ω为特征阻抗）得
Z1
Z2
Z3
1.097
1.4142
1.8337
•解：
1.归一化源和负载阻抗（或导纳）分别为：
Zs 1 j0.5 ZL 0.5 j1
Ys 0.8 j0.4 YL 3 j0.8
2.画等电阻圆和等电导圆
3.四个交点（记为ABCD）分别为
ZA 0.5 j0.6 YA 0.8 j1 ZB 0.5 j0.6 YB 0.8 j1 ZC 1 j1.2 YC 3 j0.5 ZD 1 j1.2 YD 3 j0.5
II) 由A到B的微带线长度直接从圆图外圆上A、B的差值读出。
l2 0.266
*双短截线匹配网络
1.电路形式
其中，l1、l2、l3通常取λ/8或3 λ/8.而 ls1 、ls2要通 过计算求解。
《射频电路设计》p294
l1取λ/8 ，l2、 l3取3 λ/8，从 50+j50Ω 匹 配 到50 Ω的过程。